无线充电设备中FSK信号的解调方法与流程

本发明涉及无线充电领域，尤其涉及无线充电中的信号处理技术领域，具体是指一种无线充电设备中FSK信号的解调方法。

背景技术：

在Qi标准的无线充电设备中，能量发射端发射到能量接收端的通信信号，是通过2FSK(二进制频移键控)的方式传输的，而与传统2FSK信号不同的是：依Qi标准的通讯协议，同一系统的不同阶段，通信载波频率Fop与调制频率Fmod并不固定，且Fop与Fmod之间的频率差较小。

Qi标准的无线充电设备，其在正常工作过程中通过不同频率的能量信号来传输不同的功率，而2FSK信号通讯有可能发生在任何能量信号频率点，且Qi标准中为保证传输能量稳定性规定了载波频率Fop与调制频率Fmod的周期差——最大值为282ns、最小值仅为32ns。同时，由于无线充电系统中能量接收端所收到的信号为电感耦合过来的信号，从而导致其接收到的信号并非单频正弦信号，而是可能掺杂有大量高频噪声。

传统的2FSK解调方法主要是相干解调、滤波非相干解调与正交相乘非相干解调三种方式。

由于Qi标准通信协议的限制，其载波频率Fop与调制频率Fmod差异较小，如果使用传统方法进行解调，整个系统就需要非常高的精度来分辨不同的频率，无论用模拟或者数字方式时间都将大增加整个电路的开销。同时，在同一系统的不同通信阶段载波频率Fop有可能是110～205KHz之间的任意值，更大大增加了整个解调系统的开销。

技术实现要素：

本发明的目的是克服了上述现有技术的至少一个缺点，提供了一种根据Qi标准中2FSK信号的特性、模拟电路部分仅用一个比较器代替ADC采样电路、数字部分最高仅用2MHz的时钟频率即可实现对该FSK信号的解调的无线充电设备中FSK信号的解调方法。

为了实现上述目的，本发明的无线充电设备中FSK信号的解调方法具有如下构成：

该无线充电设备中FSK信号的解调方法，其主要特点是，接收线圈上的信号发送至解调芯片的比较器的输入端，所述的方法包括以下步骤：

(1)对所述的比较器的输出值进行采样并获取一周期内的采样点的个数；

(2)根据所述的一周期内的采样点的个数对信号进行解调；

(3)根据解调结果合成完整的数据帧；

(4)对所述的完整的数据帧进行校验并输出。

进一步地，所述的步骤(1)具体包括以下步骤：

(1.1)通过2MHz频率读取所述的比较器的输出值；

(1.2)将所述的比较器的输出值通过第一低通滤波器以滤除高频信号；

(1.3)采样并获取一周期内的采样点的个数。

更进一步地，所述的步骤(1.2)具体为：

将所述的比较器的输出值通过一截止频率为250KHz，采样频率为2MHz的第一低通滤波器以滤除高频信号。

更进一步地，所述的步骤(1.3)具体包括以下步骤：

(1.3.1)判断通过第一低通滤波器后的比较器的输出值是否是由0变为1；

(1.3.2)如果通过第一低通滤波器后的比较器的输出值是由0变为1，则输出周期计数器的计数值以作为一周期内的采样点的个数后，将所述的周期计数器的计数值修改为1；

(1.3.3)如果通过第一低通滤波器后的比较器的输出值不是由0变为1，则所述的周期计数器的计数值加1后，继续步骤(1.1)。

进一步地，所述的步骤(1)与所述的步骤(2)之间还包括以下步骤：

(1.4)根据所述的一周期内的采样点的个数获取数个周期内的采样点的个数和。

更进一步地，所述的步骤(1.4)具体包括以下步骤：

(1.4.1)判断所述的周期计数器是否有输出值；

(1.4.2)如果所述的周期计数器有输出值，则根据以下公式获取256个周期内的采样点的个数和：

SumTbuff＝SumTbuff+T_counter-Tbuffer[255]

其中，SumTbuff为256个周期内的采样点的个数和，T_counter为周期计数器的计数值；Tbuffer[255]为缓存器Tbuffer的第256个缓存值，其中缓存器Tbuffer用于存储周期计数器T_counter的输出值，所述的缓存器Tbuffer的深度为256，且符合先入先出的规则；

(1.4.3)更新所述的Tbuff；

(1.4.4)如果所述的周期计数器无输出值，则继续步骤(1.4.1)。

进一步地，所述的步骤(2)为：

根据所述的一周期内的采样点的个数采用第一路解码以及与所述的第一路解码的操作相同的第二路解码对所述的信号进行解调。

进一步地，所述的第一路解码具体包括以下步骤：

(2.1)通过第二低通滤波器滤除所述的数个周期内的采样点的个数和的上下波动部分；

(2.2)根据滤除上下波动部分的数个周期的采样点的个数和提取载波频率；

(2.3)对提取的载波频率进行波形修饰，并输出比特0或比特1。

更进一步地，所述的步骤(2.1)具体包括以下步骤：

通过一截止频率为5KHz且采样频率为210KHz的第二低通滤波器滤除所述的数个周期内的采样点的个数和的上下波动部分。

更进一步地，所述的步骤(2.2)具体为：

(2.2.1)将所述的第二低通滤波器的当前值减去该第二低通滤波器的前一刻的值以获取一当前delta值；

(2.2.2)判断当前delta值是否为0；

(2.2.3)如果当前delta值为0，则delta值计数器的计数值加1；

(2.2.4)如果当前delta值不为0，则delta值计数器的计数值清零；

(2.2.5)判断delta值计数器的计数值是否大于第一阈值；

(2.2.6)如果delta值计数器的计数值大于第一阈值，则将所述的delta值计数器、delta值累加器的计数值均清零，并将第二低通滤波器的输出值保存至载波频率存储器中；

(2.2.7)如果delta值计数器的计数值不大于第一阈值，则继续步骤(2.3)。

更进一步地，所述的步骤(2.2)具体为：

(2.2.a)将所述的第二低通滤波器的当前值除以一固定常数以获取一当前SumDivN值；

(2.2.b)判断当前SumDivN值是否等于前一个SumDivN值相等；

(2.2.c)如果当前SumDivN值等于前一个SumDivN值相等，则SumDivN值计数器的计数值加1；然后继续步骤(2.2.e)；

(2.2.d)如果当前SumDivN值不等于前一个SumDivN值相等，则SumDivN值计数器的计数值清零；然后继续步骤(2.2.e)；

(2.2.e)将前一个SumDivN值修改为当前SumDivN值；

(2.2.f)判断SumDivN值计数器的计数值是否大于第二阈值且第二低通滤波器的当前值 与载波频率的差值是否大于第三阈值；

(2.2.g)如果SumDivN值计数器的计数值大于第二阈值且第二低通滤波器的当前值与载波频率存储器中存储值的差值大于第三阈值，则将所述的SumDivN值计数器清零，并将第二低通滤波器的输出值保存至载波频率存储器中，且将表示第一路解码中的数据与第二路解码中的数据的差值的差值计数器的计数值加1；然后继续步骤(2.2.h)；

(2.2.g)如果SumDivN值计数器的计数值不大于第二阈值，或第二低通滤波器的当前值与载波频率存储器中存储值的差值不大于第三阈值，或SumDivN值计数器的计数值不大于第二阈值且第二低通滤波器的当前值与载波频率存储器中存储值的差值不大于第三阈值，然后继续步骤(2.2.h)；

(2.2.h)判断所述的差值计数器的计数值是否大于第三阈值；

(2.2.i)如果所述的差值计数器的计数值大于第三阈值，则将所述的差值计数器的计数值修改为1，然后继续步骤(2.3)；

(2.2.j)如果所述的差值计数器的计数值不大于第三阈值，则继续步骤(2.3)。

更进一步地，所述的步骤(2.3)具体包括以下步骤：

(2.3.1)计算第二低通滤波器的输出值与载波频率存储器的存储值之间的差值以获取一第一差值；

(2.3.2)判断所述的第一差值的绝对值是否小于等于第五阈值；

(2.3.3)如果所述的第一差值的绝对值小于等于第五阈值，则将修饰累加器的值清零，然后继续步骤(3)；

(2.3.4)如果所述的第一差值的绝对值不小于等于第五阈值，则判断所述的第一差值的绝对值是否大于31；

(2.3.5)如果第一差值的绝对值大于31，则判断所述的第一差值是否大于0；

(2.3.13)如果所述的第一差值大于0，则将所述的修饰累加器的计数值修改为31，并输出；

(2.3.14)如果所述的第一差值小于零，则将所述的修饰累加器的计数值修改为-31，并输出；

(2.3.15)如果所述的第一差值的绝对值不大于31，则将修饰累加器的计数值修改为所述的第一差值，并输出。

采用了该发明中的无线充电设备中FSK信号的解调方法，与现有技术相比，具有以下的有益的技术效果：

本发明的无线充电设备中FSK信号的解调方法不需要复杂的模拟电路，其数字电路部分所需要的最高频率也仅有2MHz，且在该频率下只有简单的加法操作，主要工作频率在210KHz以下，相比于现有的FSK解码方法，本方法的实现成本底，易于调试，对Fop是否固定没有要求，且精度较高。

附图说明

图1为本发明的无线充电设备中FSK信号的解调方法的步骤流程图。

图2为本发明的数据采集步骤的一优选的实施方式的步骤流程图。

图3为本发明的周期点数处理步骤的一优选的实施方式的步骤流程图。

图4a为本发明的一实施例中解调步骤的步骤流程图。

图4b为图4a中第一路解码的步骤流程图。

图4c为图4a中第二路解码的步骤流程图。

具体实施方式

为了能够更清楚地描述本发明的技术内容，下面结合具体实施例来进行进一步的描述。

本发明无线充电设备中FSK信号的解调方法抛弃了传统2FSK相干解调与非相干解调的一贯做法，根据Qi标准中2FSK信号的特性，模拟电路部分仅用一个比较器代替ADC采样电路，同时数字部分最高仅用2MHz的时钟频率即可实现对该FSK信号的解调。请参阅图1至图4c所示，本发明的无线充电设备中FSK信号的解调方法中，接收线圈上的信号发送至解调芯片的比较器的输入端，所述的方法包括以下步骤：

(1)对所述的比较器的输出值进行采样并获取一周期内的采样点的个数；

(2)根据所述的一周期内的采样点的个数对信号进行解调；

(3)根据解调结果合成完整的数据帧；

(4)对所述的完整的数据帧进行校验并输出。

在实际应用中，功率无线充接收端及通讯协议中，由于发射端产生正弦波的方式是通过PWM控制，此方式可以更加容易的控制输出信号的频率与占空比，同时也导致了信号频谱复杂，不能通过一般的FSK方式进行解调。由于PWM调制方式其占空比是变化的，但其周期是固定不变的，因此本发明通过检测信号周期点数，并以该点数为信号进行处理，从而得到编码数据。本发明固定256个周期之和为处理对象，每检测到一个周期结束，输出一次最近的256个周期计数之和，而后根据该和值的变化趋势进行数据判断。

在一种优选的实施方式中，所述的步骤(1)具体包括以下步骤：

(1.1)通过2MHz频率读取所述的比较器的输出值；

(1.2)将所述的比较器的输出值通过第一低通滤波器以滤除高频信号；

(1.3)采样并获取一周期内的采样点的个数。

在实际应用中，线圈上的信号进入芯片在经过比较器与0电平比较之后，通过2MHz频率读取比较器输出值，则该值可视为2MHz的1bit采样数据，为保证输入信号的波形其抖动不至于影响后面的解码算法，将此数据先过一个低通滤波器，滤除其频率较高的抖动波形，然后再进行解调与解码处理。数据采集过程如图2所示、周期点数处理如图3所示。

在一种优选的实施方式中，所述的步骤(1.2)具体为：

将所述的比较器的输出值通过一截止频率为250KHz，采样频率为2MHz的第一低通滤波器以滤除高频信号。

在一种优选的实施方式中，所述的步骤(1.3)具体包括以下步骤：

(1.3.1)判断通过第一低通滤波器后的比较器的输出值是否是由0变为1；

(1.3.2)如果通过第一低通滤波器后的比较器的输出值是由0变为1，则输出周期计数器的计数值以作为一周期内的采样点的个数后，将所述的周期计数器的计数值修改为1；

(1.3.3)如果通过第一低通滤波器后的比较器的输出值不是由0变为1，则所述的周期计数器的计数值加1后，继续步骤(1.1)。

在一种优选的实施方式中，所述的步骤(1)与所述的步骤(2)之间还包括以下步骤：

(1.4)根据所述的一周期内的采样点的个数获取数个周期内的采样点的个数和。

在一种优选的实施方式中，所述的步骤(1.4)具体包括以下步骤：

(1.4.1)判断所述的周期计数器是否有输出值；

(1.4.2)如果所述的周期计数器有输出值，则根据以下公式获取256个周期内的采样点的个数和：

SumTbuff＝SumTbuff+T_counter-Tbuffer[255] (1)

其中，SumTbuff为256个周期内的采样点的个数和，T_counter为周期计数器的计数值；Tbuffer[255]为缓存器Tbuffer的第256个缓存值，其中缓存器Tbuffer用于存储周期计数器T_counter的输出值，所述的缓存器Tbuffer的深度为256，且符合先入先出的规则；

(1.4.3)更新所述的Tbuff；

(1.4.4)如果所述的周期计数器无输出值，则继续步骤(1.4.1)。

在一种优选的实施方式中，所述的步骤(2)为：

根据所述的一周期内的采样点的个数采用第一路解码以及与所述的第一路解码的操作相 同的第二路解码对所述的信号进行解调。

在一种优选的实施方式中，所述的第一路解码具体包括以下步骤：

(2.1)通过第二低通滤波器滤除所述的数个周期内的采样点的个数和的上下波动部分；

(2.2)根据滤除上下波动部分的数个周期的采样点的个数和提取载波频率；

(2.3)对提取的载波频率进行波形修饰，并输出比特0或比特1。

在一种优选的实施方式中，所述的步骤(2.1)具体包括以下步骤：

通过一截止频率为5KHz且采样频率为210KHz的第二低通滤波器滤除所述的数个周期内的采样点的个数和的上下波动部分。

在一种优选的实施方式中，所述的步骤(2.2)具体为：

(2.2.1)将所述的第二低通滤波器的当前值减去该第二低通滤波器的前一刻的值以获取一当前delta值；

(2.2.2)判断当前delta值是否为0；

(2.2.3)如果当前delta值为0，则delta值计数器的计数值加1；

(2.2.4)如果当前delta值不为0，则delta值计数器的计数值清零；

(2.2.5)判断delta值计数器的计数值是否大于第一阈值；

(2.2.6)如果delta值计数器的计数值大于第一阈值，则将所述的delta值计数器、delta值累加器的计数值均清零，并将第二低通滤波器的输出值保存至载波频率存储器中；

(2.2.7)如果delta值计数器的计数值不大于第一阈值，则继续步骤(2.3)。

在一种优选的实施方式中，所述的步骤(2.2)具体为：

(2.2.a)将所述的第二低通滤波器的当前值除以一固定常数以获取一当前SumDivN值；

(2.2.b)判断当前SumDivN值是否等于前一个SumDivN值相等；

(2.2.c)如果当前SumDivN值等于前一个SumDivN值相等，则SumDivN值计数器的计数值加1；然后继续步骤(2.2.e)；

(2.2.d)如果当前SumDivN值不等于前一个SumDivN值相等，则SumDivN值计数器的计数值清零；然后继续步骤(2.2.e)；

(2.2.e)将前一个SumDivN值修改为当前SumDivN值；

(2.2.f)判断SumDivN值计数器的计数值是否大于第二阈值且第二低通滤波器的当前值与载波频率的差值是否大于第三阈值；

(2.2.g)如果SumDivN值计数器的计数值大于第二阈值且第二低通滤波器的当前值与载波频率存储器中存储值的差值大于第三阈值，则将所述的SumDivN值计数器清零，并将第二 低通滤波器的输出值保存至载波频率存储器中，且将表示第一路解码中的数据与第二路解码中的数据的差值的差值计数器的计数值加1；然后继续步骤(2.2.h)；

(2.2.g)如果SumDivN值计数器的计数值不大于第二阈值，或第二低通滤波器的当前值与载波频率存储器中存储值的差值不大于第三阈值，或SumDivN值计数器的计数值不大于第二阈值且第二低通滤波器的当前值与载波频率存储器中存储值的差值不大于第三阈值，然后继续步骤(2.2.h)；

(2.2.h)判断所述的差值计数器的计数值是否大于第三阈值；

(2.2.i)如果所述的差值计数器的计数值大于第三阈值，则将所述的差值计数器的计数值修改为1，然后继续步骤(2.3)；

(2.2.j)如果所述的差值计数器的计数值不大于第三阈值，则继续步骤(2.3)。

在一种优选的实施方式中，所述的步骤(2.3)具体包括以下步骤：

(2.3.1)计算第二低通滤波器的输出值与载波频率存储器的存储值之间的差值以获取一第一差值；

(2.3.2)判断所述的第一差值的绝对值是否小于等于第五阈值；

(2.3.3)如果所述的第一差值的绝对值小于等于第五阈值，则将修饰累加器的值清零，然后继续步骤(3)；

(2.3.4)如果所述的第一差值的绝对值不小于等于第五阈值，则判断所述的第一差值的绝对值是否大于31；

(2.3.5)如果第一差值的绝对值大于31，则判断所述的第一差值是否大于0；

(2.3.13)如果所述的第一差值大于0，则将所述的修饰累加器的计数值修改为31，并输出；

(2.3.14)如果所述的第一差值小于零，则将所述的修饰累加器的计数值修改为-31，并输出；

(2.3.15)如果所述的第一差值的绝对值不大于31，则将修饰累加器的计数值修改为所述的第一差值，并输出。

在实际应用中，请参阅图1至图4c所示，其中各个变量的含义为：

T_counter：周期计数器，长度为5bit，通过固定的频率计数，每次遇到上升沿输出数据并清零重新计数，在计数过程中无需考虑溢出问题；

Tbuffer：周期计数buffer，用于保存T_counter的输出值深度为256，先入先出；

SumTbuff：周期计数buffer成员之和，暂定15bit，初始值为-2840；

consttodelta：R通道数据与L通道数据的差值；

const1、const2、const3、const4、const5、constN：算法中的固定常数；

out_IIR：LPF2输出数据，L、R两路各一个；

delta：out_IIR差分结果，L、R两路各一个；

SumDivN：out_IIR除以常数N所得结果，L、R两路各一个；

Count_delta：delta值计数器，当delta为零时累加，非零时清零，L、R两路各一个；

Count_SumDiv4：SumDivN值计数器，当SumDivN不变时累加，变化时清零，L、R两路各一个；

sum_Fop：筛选出的out_IIR，认为此时为Fop，L、R两路各一个；

sum_delta：滤波器输出值与sum_Fop的差值，反应频率变化情况，L、R两路各一个；

clip_sum_delta：修饰后的sum_delta数据，L、R两路各一个。

如果计数器T_counter有输出，首先计算最近的256个周期的点数之和，然后将该输出值存入周期计数buffer中，在此以后以周期计数buffer成员之和——SumTbuff为对象进行后续处理。

SumTbuff即为256个周期点数之和，由于采样及干扰等原因，即便是在单频信号的情况下，SumTbuff数据也必然会出现一定的波动。此处我们以SumTbuff作为一个输入信号，其点数和的上下波动可视为频率较高处的噪声。

图4a中将整个解码过程按其功能与顺序分为三部分：消除抖动、提取Fop(载波频率)和波形修饰。同时，为了防止量化过程中由于量化精度等问题导致的某些数据的误解与漏解，本发明中增加了一路解码。两路解码的操作完全一样，唯一的差别是第二路解码(参阅图4c)的输入信号与第一路解码(参阅图4b)的输入信号保持一个固定的差值consttodelta。

现仅以第一路解码为例，对图4b中所示解码算法设计加以说明：

消除抖动：通过低通滤波器LPF2将SumTbuff中点数和的上下波动部分进行平滑处理。

提取Fop：LPF2的输出如果长时间维持固定之不变或变化很小则可以认为该值为当前的Fop所处的位置，图4b中间部分即是实现这一功能的。每一路信号都用两种方法同时寻找Fop点。图4b中是寻找LPF2的输出如果长时间维持固定不变的值，图4c中是寻找LPF2的输出如果长时间变化很小的值。

波形修饰：在捕获Fop值后，将LPF2的输出与Fop做差，该差值的绝对值小于const5则认为该值仍表征Fop信号，此时将差值将至置为0。同时，为节约成本强制将该差值限制在[-31,31]之内。

这样就消除抖动与偏置的影响，使得最终输出仅表示变化值，所有0点都为Fop点，所有非零点都为Fmod点，从而进行后续数据判断。

采用了该发明中的无线充电设备中FSK信号的解调方法，与现有技术相比，具有以下的有益的技术效果：

本发明的无线充电设备中FSK信号的解调方法不需要复杂的模拟电路，其数字电路部分所需要的最高频率也仅有2MHz，且在该频率下只有简单的加法操作，主要工作频率在210KHz以下，相比于现有的FSK解码方法，本方法的实现成本底，易于调试，对Fop是否固定没有要求，且精度较高。

在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。