使用参数滤波器的具有改进混合的第一相邻抵消器(FAC)的制作方法

本发明涉及用于接收和处理带内同频无线电信号的方法和装置，并且更具体而言，涉及用于减少来自相邻无线电信道中的FM信号的干扰的影响的方法和装置。

背景技术：

iBiquity Digital公司的HD Radio^TM系统被设计为允许从当前模拟幅度调制(AM)和频率调制(FM)无线电到完全数字带内同频(IBOC)系统的平滑演进。这种系统将数字音频和数据服务从现有中频(MF)和极高频(VHF)无线电频带中的地面发送机交付到移动的、便携式的和固定的接收机。

IBOC信号可以以包括与多个数字调制子载波组合的模拟调制载波的混合格式或者以其中不使用模拟调制载波的全数字格式被发送。利用混合格式，广播公司可以继续与更高质量且更健壮的数字信号一起同时发送模拟AM和FM，从而允许他们自己和他们的收听者从模拟转换到数字无线电，同时维持他们当前的频率分配。IBOC混合和全数字波形在美国专利No.7,933,368中描述，该专利通过引用被结合于此。

来自相邻无线电信道的信号会干扰混合IBOC信号的数字调制载波。第一相邻抵消器(FAC)技术可被用来减轻第一相邻FM干扰对FM广播频带中HD无线电信号的数字边带的影响。

技术实现要素：

在本发明的一方面中，一种用于处理无线电信号的方法包括：接收FM带内同频无线电信号，该FM带内同频无线电信号包括在上部边带和下部边带中的多个数字调制子载波；采样FM带内同频无线电信号以产生输入信号，该输入信号包括上部边带和下部边带中期望的一个与FM干扰的组合的复数字样本；通过陷波滤波从第一信号中除去FM干扰分量以产生陷波滤波信号；对陷波滤波信号进行加权以产生加权的陷波滤波信号；利用参数滤波器对输入信号滤波以产生参数滤波的输入信号；及组合加权的陷波滤波信号和参数滤波的输入信号以产生输出信号。

在本发明的另一方面中，一种无线电接收机包括：输入端，接收原始的FM带内同频无线电信号，该FM带内同频无线电信号包括在上部边带和下部边带中的多个数字调制子载波；及处理电路系统，用于采样FM带内同频无线电信号以产生输入信号，该输入信号包括上部边带和下部边带中期望的一个与FM干扰的组合的复数字样本，通过陷波滤波从第一信号中除去FM干扰分量以产生陷波滤波信号，对陷波滤波信号进行加权以产生加权的陷波滤波信号，利用参数滤波器对输入信号滤波以产生参数滤波的输入信号，及组合加权的陷波滤波信号和参数滤波的输入信号以产生输出信号。

附图说明

图1是混合的FM IBOC信号和两个相邻信道信号的示意图。

图2是FM IBOC接收机的简化功能框图。

图3是隔离滤波器的功能框图。

图4是示出朝DC频移的上部和下部边带信号的曲线图。

图5是第一相邻抵消器的功能框图。

图6是具有参数(parametric)FAC混合滤波器的隔离滤波器的功能框图。

图7是用于按4抽取(decimate-by-4)采样率的另一第一相邻抵消器的功能框图。

图8是用于按4抽取采样率的另一第一相邻抵消器的功能框图。

图9是示出最大比率组合以混合经第一相邻抵消器处理的信号和旁路信号的功能框图。

具体实施方式

以下描述描述了通过对原始输入信号的至少一部分和FAC处理后的信号的混合进行加权来提供改进的第一相邻抵消器(FAC)性能的方法和装置的各种实施例。

第一相邻抵消器减轻了第一相邻模拟FM干扰对IBOC信号的频谱一致的主数字边带的影响。IBOC信号的第一相邻模拟部分和数字调制部分的潜在频谱重叠在图1中示出。图1是从这个中心频率f_o横跨大约±200kHz的第一信道12中混合FM IBOC信号10的示意图。信号10包括模拟调制载波14以及在下部和上部主边带16和18(在本描述中也被称为数字边带)中的多个数字调制子载波。每个边带包括利用正交频分调制被数字信号调制的多个子载波。下部和上部相邻信道的中心位于相对于信道12的中心的-200kHz和+200kHz处。图1示出了中心位于离信道12的中心-200kHz处的下部第一相邻模拟FM干扰20和中心位于离信道12的中心+200kHz处的上部第一相邻模拟FM干扰22。下部第一相邻模拟FM干扰20与下部主数字边带的至少一部分重叠并且干扰那个边带的子载波。类似地，上部第一相邻模拟FM干扰22与上部主数字边带的至少一部分重叠并且干扰那个边带的子载波。

附加的IBOC DAB混合和全数字波形在美国专利No.7,933,368中描述，该专利通过引用被结合于此。虽然图1中的模拟调制信号的FM频谱被示为三角形，但本领域技术人员将认识到，这些频谱更准确地被表征为钟形。

图2是FM IBOC接收机100的简化功能框图，其示出了在美国专利No.7,221,917中描述的接收机的部分。天线102充当用于接收带内同频数字音频广播信号的手段，该带内同频数字音频广播信号包括形式为模拟调制FM载波的感兴趣的信号和位于相对于该模拟调制FM载波的上部和下部边带中的多个OFDM数字调制子载波。接收机包括根据众所周知的技术构造的前端电路104。线路106上来自该前端的信号在混频器108中与线路110上来自局部振荡器112的信号混合，以在线路114上产生中频(IF)信号。IF信号通过带通滤波器116，然后被模数转换器118数字化。数字下变频器120产生复合信号的同相和正交的基带分量。然后，该复合信号被FM隔离滤波器122分离成线路124上的模拟FM分量以及线路126和128上的上部和下部边带分量。模拟FM立体声信号被数字解调和解复用，如方框130中所示，以在线路132上产生经采样的立体声音频信号。

上部和下部边带最初在隔离滤波器之后被分开处理。如方框134和136所示，线路126上的基带上部边带信号和线路128上的基带下部边带信号被第一相邻抵消器分开处理，以减少第一相邻干扰的影响。在线路138和140上得到的信号被解调，如方框142和144中所示。在解调之后，上部和下部边带被组合，用于在解帧器146中的随后处理和解帧。接下来，信号被FEC解码和解交织，如方框148所示。音频解码器150恢复音频信号。然后线路152上的音频信号被延迟，如方框154中所示，使得线路156上的立体声信号与线路132上的经采样的模拟FM立体声信号同步。然后，立体声信号和经采样的模拟FM立体声信号被混合，如方框158中所示，以在线路160上产生混合的音频信号。

在本发明的一方面中，FAC中的改进是利用由期望的数字边带与FM干扰的估计的相对水平控制的参数滤波器来实现的。滤波器被频率成形，使得在第一相邻FM干扰的中心(即，+200kHz)附近的数字子载波比内部子载波(更接近+100kHz)被抑制得更多。这适应相邻信道FM干扰的频率相关干扰特性，其中更像钟形的干扰功率频谱密度集中在干扰的中心频率附近。此外，与先前的实现相比，这种实现通过向量化一些操作提高了简单性和效率。如下所述，用非递归滤波器(即，FIR向量求和)代替先前FAC实现的递归IIR滤波器允许数字信号处理器中更有效的实现。

在本发明的一个实施例中，第一相邻抵消器嵌在接收机的隔离滤波器部分内。图3是具有用于分离上部和下部数字边带的隔离滤波器的HD无线电接收机的一部分的高级框图。隔离滤波器将上部和下部主数字边带与模拟FM信号(在混合IBOC波形中)或次级数字子载波(在全数字IBOC波形中)分离。这种分离允许以较低速率采样模拟FM信号和数字边带，以用于随后的高效处理，并且使得能够对任一数字边带进行独立的信号获取和FAC处理。在图3中，所有信号都是复数的。

在图3的例子中，处于744.1875ksps采样率的输入信号在线路170上提供。半四分之一FIR滤波器(Halfquarter FIR filter)172滤波输入信号的模拟调制部分，以产生在组合器174从如方框176中所示的已被延迟的输入信号中被减去的FM输出。这在线路178上产生表示所接收的IBOC信号的数字调制子载波上的信号。开关180将数字输入信号或经滤波的FM信号连接到半频带FIR滤波器182，以在线路184上产生次级全数字信号，并在线路186上产生经采样的FM信号。

线路178上的信号被分离成上部和下部数字边带信号，如由Hilbert FIR滤波器188、按2抽取方框190、延迟192和194以及组合器196所示。上部数字边带信号被频移，如由乘法器198所示，并被传递到上部边带第一相邻抵消器200。下部数字边带信号被频移，如由乘法器202所示，并被传递到下部边带第一相邻抵消器204。

在第一相邻抵消之后，上部和下部边带信号分别通过半频带FIR滤波器206和208，以在线路210上产生上部边带信号，并在线路212上产生下部边带信号。上部边带预获取滤波器214和下部边带预获取滤波器216也被包括在内。

在图3的例子中，图3的隔离滤波器以大约372kHz的复采样率操作，并且独立地处理上部和下部主数字边带。复基带数字样本以每秒744187.5个样本的速率从典型的IBOC HD无线电接收机调谐器模块被输入到隔离滤波器。输入信号在具有以744.1875kHz复采样率采样的数字输出的HD无线电调谐器模块中生成，并且可以从FM模拟、FM混合或FM全数字信号导出。输入通带应当在中心频率的任一侧横跨大约±275kHz，以适应FAC处理。

主边带隔离滤波器应当具有与通带特性一致的线性相位和最小输出采样率。为了适应扩充的主边带中的数字子载波，以及FAC处理，上部和下部边带应当各自具有位于离中心频率100kHz和270kHz之间的通带。这种滤波器可以利用2级按4抽取输出采样率(186.046875ksps)来设计。FAC处理以372ksps在滤波器级之间执行，以减轻FAC引起的噪声样FAC伪像的混叠。

图3示出Hilbert滤波器的输出采样率是输入采样率的一半。这种按2抽取导致USB和LSB数字边带信号的高效滤波。结果得到的混叠对数字子载波几乎没有影响。此外，滤波器输出频率跨度在抽取后超过+186kHz。由于数字边带在任一端横跨大约100kHz至200kHz，因此每一端的14kHz(200-186kHz)被混叠到滤波器频率跨度的相对端。

为了后续处理，期望将边带中心置于dc附近。因此，在FAC处理之前，频移被应用于边带。在一个例子中，被隔离的USB被频移采样率的3/8或-139.5kHz，并且被隔离的LSB被频移+139.5kHz。这对于USB将潜在的第一相邻干扰移位到60.5kHz并且对于LSB移位到-60.5kHz。频移通过允许随后的对称(真实)半频带和四分之一频带滤波来降低复杂性。

在实践当中，频移可以通过按混合输入USB来实现。以类似的方式，输入LSB按被频移。这种频移允许将复相量存储在循环查找表中，每个周期仅具有八个复系数。频移后的FAC输入在图4中示出，其中USB是曲线250，并且LSB是曲线252。

FAC处理之后是按2抽取的半频带滤波器。这导致处于186ksps的USB和LSB输出。由于USB频率被频移了-139.5kHz，并且LSB频率被频移了+139.5kHz，因此结果产生的数字边带信号中心在dc附近。

FAC实现

FAC的功能框图在图5中示出。线路300上的输入信号被假设为IBOC信号的数字边带之一(也被称为期望的边带)、第一相邻FM干扰和噪声的组合。相同的FAC被分开应用于每个数字边带。

FAC技术产生跨整个信号带宽扩展噪声的伪像。为了防止交替(alternate)边带的损坏，上部和下部主边带被分开处理。此外，FAC伪像对频谱一致的主数字边带引入显著的干扰。

第一相邻抵消是通过利用动态陷波滤波器有效地跟踪和拒绝瞬时FM载波来完成的。模拟FM信号的瞬时载波频率随时间变化。为了简化FM干扰的滤波，其瞬时载波通过幅度(MAG)操作302被混合(下变频)到dc，以产生表示输入信号的幅度的第一信号。这允许使用dc陷波滤波器304、306去除FM干扰，其中方框304产生表示第一信号的均值幅度的第二信号。方框306从第一信号中减去第二信号，以产生陷波幅度信号，并且乘法器310将陷波幅度信号与输入信号的规格化版本组合，以产生陷波滤波信号。瞬时FM干扰也被规格化308，以产生规格化的输入信号(signorm)，由此创建局部振荡器，用于在下变频310之前将陷波滤波基带信号返回到被输入信号占用的频率。

dc陷波滤波器如下实现：低通(均值)滤波304隔离瞬时FM干扰。均值滤波代替以前实现中的低通IIR滤波器。与递归滤波操作相比，这种代替允许更高效的向量处理实现。然后，从下变频的幅度信号中减去306被隔离的干扰。结果得到的陷波滤波器输出包括基带输入信号减去提取出的FM干扰。然后，上变频部件310通过将陷波滤波信号(即，signotch)与陷波信号相乘而将其返回到其原始相位/频率。

在图5的例子中，meannotch滤波器312被用来估计陷波信号的剩余部分的幅度。meanmag和meannotch信号被用来计算FM干扰与数字信号的幅度之比(ratio)。

由图5的图实现的FAC算法的操作可以如下描述。经采样的输入信号可以以振幅(幅度)和相位形式表示为为了方便起见，这些样本对包括一个OFDM符号时间的元素的有限向量加索引。复合模拟FM干扰加上期望的数字边带信号可以被进一步表示为

其中b_n是FM干扰的幅度，θ_n是FM干扰的瞬时相位，并且d_n是期望的复数字边带信号。附加的噪声、干扰或衰落在这个分析中不讨论。

假设通常实现的采样率是372kHz，于是输入向量的大小是1080个复样本，从n＝0...1079。来自相继符号的样本在相同范围内被重新编号，但是被相继处理，同时在单独的处理中对符号计数保持跟踪。当滤波器脉冲响应的跨度扩展超出用于适当卷积的符号端点时，需要来自相邻符号的样本。在这种情况下，在本描述中为了方便起见，索引为1077、1078和1079的紧接着前面的符号样本被重新加索引为例如-3、-2和-1。类似地，接下来的符号的第一样本被加索引1080、1090和1091。

假设b_n>>|d_n|，使得FM捕获效果被调用。假设信号幅度在FAC向量处理尺寸(大约一个符号，或者在372ksps是1080个样本)上稍微恒定。因此，FAC在大多数情况下不受平坦衰落的影响。但是，当估计陷波滤波器中的FM振幅b时，频率选择性衰落将导致FM到AM伪像。信号幅度(来自图1的sigmag)或|sig_n|被计算为

由于b_n>>|d_n|，因此下面被截断的级数展开近似是有用的：

此外，FM捕获效果意味着数字信号加FM干扰的相位由FM分量的相位近似，于是，输入信号的幅度可以通过下式近似

mean(sigmag)304，或预期值E{sigmag}，的目的是估计FM干扰的幅度加上由于数字信号和噪音造成的小偏置。

不相关的因子的零均值项导致E{[Re{d_n}·cos(φ_n)+Im{d_n}·sin(φ_n)]}＝0。这个值从输入信号幅度中被减去，以形成陷波滤波器输出。这个陷波滤波器可被看作跟踪FM信号的瞬时频率的频谱陷波，其中

由于FM振幅被假设为对于滤波器时间常数几乎是恒定的，因此

此外，具有的项已经被假设为小，并且其预期值从其中被减去，使得它是可忽略的，因此于是，陷波滤波器的输出可以通过下式来近似

接下来，陷波滤波器的输出与输入信号的规格化相量相乘310，以恢复先前被幅度函数除去的相位。

下面的三个三角恒等式可被应用于简化先前的表达式：

三角恒等式的代入产生

进一步的操纵和简化产生

signotch输出包含数字信号项和干扰项。信号项具有期望数字边带信号的幅度的一半。干扰项具有相同的幅度，但它通过FM信号频谱的平方在频率上扩展。然后，干扰密度由数字边带频谱的共轭与FM频谱的平方的卷积来确定。这种频谱扩展降低了期望信号的带宽中干扰的功率谱密度，此外，干扰频谱的峰偏离期望的信号，因为FM干扰的中心位于期望的数字边带频谱的极值边缘。当以372kHz的复采样率被采样时，这种频谱扩展导致少但可接受数量的混叠。

虽然信号频谱占用可以指示边带可以以较低速率(诸如186kHz)被采样以降低处理需求，但是混叠变大并且尤其是在存在时降级内部扩充的可选OFDM分区(即，P4和P3逻辑信道)。

FAC混合

第一相邻抵消器生成降级期望的主数字边带的伪像。当干扰功率相对于期望数字边带中的功率为高时，这些伪像被掩蔽，并且FAC处理显著地改善数字性能。但是，随着干扰水平降低，FAC处理的益处减少。在某一点，FAC处理对期望的数字边带害处大于好处。

依赖于FM干扰的相对水平，第一相邻抵消器输出在FM陷波滤波信号与参数滤波的输入信号之间混合。这两个信号的相对比例通过测量由陷波滤波器去除的干扰的相对量来确定。这种测量通过比较在陷波滤波器的输入端和输出端存在的能量来执行。因此，随着干扰的相对水平增加或减小，陷波滤波信号分别被平滑地“混合”进入或离开第一相邻抵消器输出。

混合比率(ratio)分量314测量FM干扰的功率相对于期望数字边带的功率，并且计算经处理和未经处理的信号的适当混合。如图5中所示，方框304确定陷波幅度信号的均值，方框314确定陷波幅度信号的均值与第二信号之比。方框318利用该比率来计算第一和第二混合参数(k和c)。混合参数k被用来产生加权的陷波滤波信号。

这个ratio被计算为sigmag向量的均值与notchmag向量的元素的绝对值的均值之比(ratio)。如方框316中所示，然后这个ratio被用来计算一对混合参数c和k。

c＝max{0,min[1,5·ratio-0.75]}

k＝2·(1-c)

混合参数k简单地在乘法器318中对FM-陷波信号signotch的和进行加权，以产生加权的陷波滤波信号。混合参数c被用来计算参数FAC混合滤波器的系数，其对未经处理的输入信号的频谱进行成形。这比以前的技术更优选，在以前的技术中，对于非均匀的钟形FM干扰频谱，未经处理的信号未被滤波并且未被补偿。频谱被成形以对未经处理的信号中受FM干扰影响最大的频谱部分(即，在±200kHz附近)应用更多衰减。

当ratio指示干扰FM信号更大时，参数滤波器320应用更大的衰减。混合参数c被用作参数滤波器中的系数。

目标是跨数字边带最大化每个子载波的信噪比(SNR)。线性相位FIR滤波器利用复杂的系数设计，这些系数被经验性地确定为近似用于每个子载波的最大比率组合(MRC)。MRC是其中从陷波处理和滤波的旁路(输入)信号与其SNR成比例地组合信号(在这种情况下是子载波)的技术。陷波处理和滤波的旁路信号的SNR都是通过具有典型FM第一相邻干扰的模拟来确定和测量的。假设按照4个样本的组延迟补偿被适当地应用，参数FAC混合滤波器由其以非因果形式的z变换定义。用于USB和LSB滤波器的z变换表达式是：

HUSB(z,c)＝[c+j·0.25·(1-|2·c-1|)·(z²-z^-2)]²

HLSB(z,c)＝[c-j·0.25·(1-|2·c-1|)·(z²-z^-2)]²。

加权的陷波滤波信号和参数滤波器的输出(即，参数滤波器信号)在求和点322中被组合，以在线路324上产生FAC输出信号。参数FAC混合滤波器的频谱在图6中示出。对于这个图，USB的频率谱频移了+139.5kHz，以示出在从图3频移-139.5kHz之前的实际频率。因此，数字边带的上边缘在200kHz附近，而数字边带的下边缘在100kHz附近，如图6中所示。图6示出了对应于在其0.0、0.2、0.4、0.6、0.8和1.0范围内6个c值的6个频谱图。横跨大约100kHz至200kHz的数字边带的图也被示出。当c＝0时，滤波器具有最大衰减(无信号)，并且当c＝1时没有衰减。当c在0和1之间时，频谱被成形为在200kHz附近的频率处提供更多衰减。

由于FIR滤波器跨度，FAC参数混合滤波器需要超出符号大小向量的任一端的样本。这可能是不方便的。零值信号样本可以被附加到输入向量的端部，而不是来自相邻向量的实际样本，以帮助FIR滤波器抽头的卷积。降级应当最小并且当FAC不混入时不存在降级。

上下文和实现

当FAC算法以372kHz复采样率，或者按2抽取，运行时，少但可接受数量的FAC混叠产生。当FAC算法以186kHz复采样率，或者按4抽取，运行时，这个混叠变大并且更有损于P3和P4逻辑信道。因此，对于按4抽取的186kHz实现，推荐对隔离滤波器和FAC算法的一些小的修改。虽然以186kHz(fs/4)操作是不推荐的，但是增强的FAC算法可以在任何时候以这个降低的采样率被启用，以节省处理器的吞吐量。

用于按4抽取(186ksps)选项的经修改的隔离滤波器的框图在图7中示出。就像在图3的例子中，图7的隔离滤波器将上部和下部主数字边带与模拟FM信号(混合波形)或者次级数字子载波(全数字波形)分离。这种分离允许模拟FM信号和数字边带为了后续的高效处理而以较低的速率被采样，并且对任一数字边带启用独立的信号获取和FAC处理。在图7中，所有的信号都是复数的。

以744.1875ksps的采样率的输入信号在线路370上供给。半四分之一FIR滤波器372滤波输入信号的模拟调制部分，以产生在组合器374处从如方框376中所示的已被延迟的输入信号中被减去的FM输出。这在线路378上产生表示接收到的IBOC信号的数字调制子载波上的信号的信号。开关380将数字输入信号或经滤波的FM信号连接到半频带FIR滤波器382，以在线路384上产生次级全数字信号并在线路386上产生经采样的FM信号。

线路378上的信号被分离成上部和下部数字边带信号，如由Hilbert FIR滤波器388、按2抽取方框390、延迟392和394以及组合器396所示出的。上部数字边带信号被频移，如由乘法器398所示，并被传递到USB第一相邻抵消器400。下部数字边带信号被频移，如由乘法器402所示，并被传递到LSB第一相邻抵消器404。

FAC在线路406上输出上部边带信号并在线路408上输出下部边带信号。上部边带预获取滤波器410和下部边带预获取滤波器412也被包括在内。

应当指出的是，Hilbert FIR现在是按4抽取，使得FAC算法可以以降低的采样率运行。与图3的fs/2实现的另一区别是来自Hilbert FIR输出的混叠被频移了jⁿ。这产生在按2抽取实现中使用的+139.5kHz的相同净频移。

图8是用于按4抽取操作的FAC的功能框图。与先前在图5中所示的相比，对FAC算法只有两个变化。第一个变化是方框316'中用于FAC混合权重c的表达式。

c＝max{0.5,min[1,5·ratio-0.5]}。

第二个变化是方框320'中参数FAC混合滤波器抽头间距从两个样本减小到一个样本。

HUSB(z,c)＝[c+j·0.25·(1-|2·c-1)·(z-z^-1)]²

HLSB(z,c)＝[c-j·0.25·(1-|2·c-1)·(z-z^-1)]²

最大比率组合(MRC)技术可被用来混合经FAC处理的信号和旁路信号，从而代替参数FAC混合滤波器。这种技术在图9中示出。信号向量在线路500上输入。第一相邻抵消是通过利用动态陷波滤波器有效地跟踪和拒绝瞬时FM载波来完成的。模拟FM信号的瞬时载波频率随时间变化。为了简化FM干扰的滤波，其瞬时载波通过幅度(MAG)操作502被混合(下变频)到dc。这允许使用dc陷波滤波器504、506去除FM干扰。瞬时FM干扰也被规格化508，由此创建局部振荡器，用于将陷波滤波的基带信号返回到在下变频510之前被输入信号占据的频率。

分离的OFDM解调器512、514在每条路径中被使用，从而需要用于附加解调器的增加的处理能力。对应的加权和均衡后的位度量将通过简单加法516组合。这种方法消除了用于估计干扰水平与数字边带水平之比的需求。MRC性能应当比参数滤波器混合技术更好，因为对于每个符号，它对FM干扰的改变的调制做出反应。对于上部边带信号，预获取滤波器518被包括。

以上描述的各种信号处理方法可以在无线电接收机或者具有用于接收无线电信号的输入端和被编程为或以其它方式配置为执行实现该处理所需的信号处理的一个或多个处理器或其它处理电路系统的其它装置中实现。

在一个实施例中，本文描述的方法可以在无线电接收机中实现，该无线电接收机包括接收原始FM带内同频无线电信号的输入端，该无线电信号包括在上部边带和下部边带中的多个数字调制子载波；及处理电路系统，用于采样FM带内同频无线电信号以产生输入信号，该输入信号包括上部边带和下部边带中期望的一个与FM干扰的组合的复数字样本，通过陷波滤波从第一信号中除去FM干扰分量以产生陷波滤波信号，对陷波滤波信号进行加权以产生加权的陷波滤波信号，利用参数滤波器滤波输入信号以产生参数滤波的输入信号，及组合加权的陷波滤波信号和参数滤波的输入信号以产生输出信号。

在无线电接收机的各种实施例中，加权的陷波滤波信号和参数滤波的输入信号的相对比例可以通过测量被陷波滤波器去除的干扰的相对量来确定。处理电路系统可被配置为通过以下操作来通过陷波滤波去除输入信号的FM干扰分量，以产生陷波滤波信号：产生表示输入信号的幅度的第一信号、产生表示第一信号的均值幅度的第二信号、从第一信号中减去第二信号以产生陷波幅度信号，以及用输入信号的规格化版本乘以陷波幅度信号以产生陷波滤波信号。该处理电路系统可被配置为确定陷波幅度信号的均值、确定陷波幅度信号的均值与第二信号之比、利用该比率计算第一和第二混合参数，以及利用第一混合参数产生加权陷波滤波信号。处理电路系统可以利用第二混合参数作为参数滤波器的系数。无线电接收机参数滤波器可以对输入信号的频谱进行成形，以便对输入信号中受FM干扰影响最大的频谱部分应用更多衰减。所述比率可以表示FM干扰的功率相对于期望的数字边带的功率。处理电路系统可以在利用参数滤波器对输入信号滤波以产生参数滤波输入信号之前将零值信号样本附加到输入信号的端部。处理电路系统可以将复数字样本与上部和下部边带分离、从上部和下部边带频移复数字样本以便从上部和下部边带产生复基带数字样本，并且利用隔离滤波器分开处理来自上部和下部边带的复基带数字样本。

虽然本发明已经就几个实施例进行了描述，但是本领域技术人员将理解，在不背离如权利要求中所阐述的本发明范围的情况下，可以对所公开的实施例进行各种修改。