载波聚合信号的波峰因子降低的制作方法

本申请要求于2014年6月30日提交的美国申请序列号14/319,599的权益，该美国申请是于2014年2月12日提交的题为“CRES T FACTOR REDUCTION OF INTER-BAND CARRIER AGGREGATED SIGNALS”的美国申请序列号14/178,536的部分继续申请，其涉及并且要求于2013年6月5日提交的题为“CREST FACTOR REDUCTION OF INTER-BAND CARRIER AGGREGATED SIGNALS”的美国临时申请序列号61/831,339以及于2013年10月3日提交的题为“CREST FACTOR REDUCTION OF INTER-BAND MULTI-STANDARD CARRIER AGGREGATED SIGNALS”的美国临时申请序列号61/886,317的优先权，这些申请的全部内容通过引用并且入本文。

技术领域

本书面描述涉及无线电发送器，并且具体地涉及通信系统的无线电发送器中的载波聚合信号的波峰因子降低。

背景技术：

可以支持宽传输带宽的频谱带的缺乏使得根据技术要求的特定集合的多个载波的频带内或频带间聚合产生。这样的载波聚合信号具有诸如高峰均功率比(PAPR)(通常也称为波峰因子(CF))和宽带宽等特性。通过单个功率放大器(PA)对这些载波聚合信号进行放大带来了几个挑战。需要PA在多个频带上保持良好的功率效率。这已经促使最近的研究尝试开发高效率、多频带和宽带的设备，诸如Doherty PA和包络跟踪系统。此外，由于载波聚合信号的高CF，通常需要这些PA在与它们的峰值功率的避开很远的区域中操作以满足线性要求。因此，这些PA产生很差的功率效率。

几种技术已经被设计用于单频带信号的波峰因子降低(CFR)，并且因此增强了PA效率并且降低了施加在数模转换器上的动态范围要求。这些技术可以分为两类：无失真方法(通常称为线性CFR技术)，诸如选择的映射、部分传输序列、音调注入、音调预留、和编码；以及基于失真的方法(也称为非线性CFR技术)，诸如限幅/加窗、压扩、主动式星座扩展(ACE)和通用ACE方法。

线性技术可以实现比它们的非线性对应技术更大的CF降低，而不会改变信号质量。然而，线性技术通常需要对接收器进行修改，该修改可能与现有通信系统不兼容。线性技术已经应用于经过适当的调制和编码的多载波/单标准信号。然而，由于每个载波中采用的调制方案之间的不相似性，线性技术到载波聚合信号的泛化是不可能的。

非线性CFR技术通常很谨慎地被应用，以便获得最高可能的CF降低，同时不超过失真阈值。这些技术、特别是限幅/加窗技术已经应用于共同位于相同频谱带中的多载波信号。然而，将限幅/加窗技术应用于载波聚合信号、特别是当每个载波位于不同且宽间隔的频带中时是非常具有挑战性的，因为限幅/加窗技术可能需要非常高并且因此不切实际的采样速率。

两个频带上的载波聚合信号(诸如图1所示)可以表示为

其中x(t)是载波聚合信号，x₁(t)和x₂(t)是每个频带中的混合模式信号，和分别表示角频率ω₁和ω₂附近的x₁(t)和x₂(t)的基带包络。如图1所示，个体信号x₁(t)和x₂(t)分别具有带宽B1和B2，并且以频率间隙S分隔开。

载波聚合信号可以表示为具有角载波频率的宽带信号，如下给出：

其中是载波聚合信号的基带包络。基带包络x(t)可以使用双频带或宽带PA而不是两个单频带PA来放大，以便减小发送器的成本和大小。载波聚合可以导致增加的CF，其除非降低否则将需要设计者在其避开很远的区域中低效地操作双频带PA。

经典的限幅/加窗非线性CFR技术可以应用于在这种情况下，CFR模块可以是单输入单输出(SISO)单元，其处理以频率f_s′采样的的数字化版本，其中f_s′≥2·(S+max(B₁/2，B₂/2))，S、B₁和B₂分别表示两个信号的频率间隔和带宽。继而，数字化基带信号可以如下表示：

经典的限幅/加窗方法包括监测信号包络的瞬时幅度，并且将其限制到预设阈值以获得目标CF。用于实现经典的限幅/加窗方法的设备10在图2中示出。可以看出，除了限幅12和滤波模块14之外，图2的SISO CFR包括上采样器16、数字上变频器18、下采样器20和下变频器22。由于该技术是非线性操作，所以引入频带内失真和频带外频谱再生。为了实现可接受的相邻信道功率比(ACPR)，对经限幅的信号进行滤波。限幅阈值被设置为使得CF被减小同时符合误差矢量幅值(EVM)和ACPR规定。

两个载波之间的频率间隔S通常明显大于x₁(t)和x₂(t)的带宽，即B₁和B2，特别是在频带间聚合场景的情况下。因此，f_s′会需要显著大于分别对和数字化所需要的频率f_s1和f_s2(f_s1≥2·B_1.，f_s2≥2·B₂)。

例如，假设载波聚合信号由在2.1GHz附近的15MHz宽带码分多址(WCDMA)信号和以2.4GHz为中心的10MHz长期演进(LTE)信号组成。对于这样的组合，最小理论采样频率f_s′必须高于610MHz。该采样频率显著高于单独表示WCDMA信号和LTE信号所需要的采样频率。因此，可见对直接应用SISO限幅/加窗意味着高的和不切实际的采样速率。与传统的限幅和加窗方法相关联的高采样速率要求使得该解决方案在频带间载波聚合信号的背景下是次优的。

技术实现要素：

本公开有利地提供了用于多标准载波聚合信号的波峰因子降低的方法和系统。在一个实施例中，提供了一种提供用于载波聚合信号的波峰因子降低的方法。在一个实施例中，该方法包括基于载波聚合信号的多个分量载波的基带表示的瞬时幅度之和来估计载波聚合信号的峰值。载波聚合信号的分量载波的数目大于或等于2。该方法还包括：如果载波聚合信号的估计的峰值大于预定义的限幅阈值，则限幅分量载波的基带表示。

在一个实施例中，估计载波聚合信号的峰值包括确定载波聚合信号的分量载波的基带表示的瞬时幅度，以及对载波聚合信号的多个分量载波的基带表示的瞬时幅度求和以提供载波聚合信号的估计的峰值。

此外，在一个实施例中，限幅分量载波的基带表示包括：如果载波聚合信号的估计的峰值大于预定义的限幅阈值，则对多个分量载波中的每个分量载波应用相等的峰值降低。在一个实施例中，相等的峰值降低被定义为(S-C)/2，其中S是载波聚合信号的分量载波的基带表示的瞬时幅度之和，C是预定义的限幅阈值。

在另一实施例中，限幅分量载波的基带表示包括：如果载波聚合信号的估计的峰值大于预定义的限幅阈值，则根据针对分量载波考虑不同的误差矢量幅值(EVM)要求的波峰因子降低方案来限幅分量载波的基带表示。在一个特定实施例中，根据针对分量载波考虑不同的EVM要求的波峰因子降低方案来限幅分量载波的基带表示包括根据下式来限幅多个分量载波的基带表示：

其中C是预定义的限幅阈值，是分量载波的经限幅的基带表示，α₁，..，α_N是满足条件的峰值降低因子。

在另一实施例中，估计载波聚合信号的峰值包括确定载波聚合信号的分量载波的基带表示的瞬时幅度，根据载波聚合信号的分量载波的平均功率电平来对瞬时幅度加权，以及对载波聚合信号的分量载波的基带表示的经加权的瞬时幅度求和以提供载波聚合信号的估计的峰值。在一个实施例中，对瞬时幅度加权包括针对每个分量载波如下来计算分量载波的经加权的瞬时幅度：

其中是分量载波的基带表示，并且G_i是分量载波的加权因子，其定义为：

其中P_i是分量载波的平均功率电平。

此外，在一个实施例中，限幅分量载波的基带表示包括如果载波聚合信号的估计的峰值大于预定义的限幅阈值，则根据针对多个分量载波考虑不同的平均功率电平的波峰因子降低方案来限幅分量载波的基带表示。在一个实施例中，根据针对分量载波考虑不同的平均功率电平的波峰因子降低方案来限幅分量载波的基带表示包括根据下式来限幅分量载波的基带表示：

其中C是预定义的限幅阈值，并且是分量载波的经限幅的基带表示。

在一个实施例中，根据针对分量载波考虑不同的平均功率电平的波峰因子降低方案来限幅分量载波的基带表示包括根据下式来限幅分量载波的基带表示：

其中C是预定义的限幅阈值，并且是分量载波的经限幅的基带表示。

在一个实施例中，限幅分量载波的基带表示包括：如果载波聚合信号的估计的峰值大于预定义的限幅阈值，则根据既针对分量载波考虑不同的平均功率电平又针对分量载波考虑不同的EVM要求的波峰因子降低方案来限幅分量载波的基带表示。在一个实施例中，根据既针对分量载波考虑不同的平均功率电平又考虑不同的EVM要求的波峰因子降低方案来限幅分量载波的基带表示包括：根据下式来限幅分量载波的基带表示：

其中C是预定义的限幅阈值，是分量载波的经限幅的基带表示，α₁，··，α_N是满足条件的峰值降低因子。

在一个实施例中，提供了一种用于载波聚合信号的波峰因子降低系统。在一个实施例中，波峰因子降低系统包括信号幅度估计器和限幅电路。信号幅度估计器被配置成估计包括多个分量载波的载波聚合信号的峰值，其中分量载波的数目大于或等于2。信号幅度估计器被配置成基于分量载波的基带表示的瞬时幅度之和来估计载波聚合信号的峰值。限幅电路被配置成如果载波聚合信号的估计的峰值大于预定义的限幅阈值，则限幅分量载波的基带表示。

根据一方面，本公开提供了一种降低频带间载波聚合信号的波峰因子的方法，频带间载波信号包括多个载波信号。该方法包括计算频带间载波聚合信号的多个载波信号中的每个载波信号的幅度。基于多个载波信号的所计算的幅度之和来产生载波信号的组合的包络的估计。将载波信号的组合的包络的估计与限幅阈值进行比较，以确定是否限幅多个载波信号中的每个。

根据这一方面，在一些实施例中，形成多个载波信号中的第一载波信号的所计算的幅度与多个载波信号中的每个载波信号的幅度的所估计的和的比率。将该比率乘以限幅阈值以限幅多个载波信号中的第一载波信号。在一些实施例中，多个载波信号中的第一载波信号被调制为宽带码分多址(WCDMA)载波信号，并且多个载波信号中的第二载波信号被调制为长期演进(LTE)载波信号。在一些实施例中，该方法还包括对多个载波信号中的每个经限幅的载波信号进行滤波，以减少频带外频谱再生长。在一些实施例中，该方法包括分别限幅多个载波信号中的每个载波信号。在一些实施例中，多个载波信号的数量超过2。在一些实施例中，该方法还包括以作为多个载波信号的带宽中的最大带宽的至少两倍的速率对多个载波信号中的每个载波信号进行采样。采样速率可以实质上小于任何两个载波信号之间的最小频率间隔。

根据另一方面，本公开提供了一种用于降低频带间载波聚合信号的波峰因子的装置，频带间载波聚合信号包括多个载波信号。该装置包括多个信号幅度计算器，针对多个载波信号中的每个载波信号包括一个信号幅度计算器。多个信号幅度计算器中的每个被配置成计算多个载波信号中的相应载波信号的幅度。加法器被配置成将所计算的载波信号幅度相加以产生复合信号，复合信号是多个载波信号的包络的估计。多个限幅器(针对多个载波信号中的每个载波信号包括一个限幅器)被配置成对多个载波信号中的相应的载波信号执行限幅操作。

根据这一方面，在一些实施例中，限幅器的限幅操作的执行取决于复合信号超过限幅阈值。在一些实施例中，限幅基于多个载波信号中的相应的载波信号的所计算的幅度与复合信号的比率，并且将该比率乘以限幅阈值以限幅多个载波信号中的相应的载波信号。在一些实施例中，根据第一调制方案来调制多个载波信号中的第一载波信号，并且根据不同于第一调制方案的第二调制方案来调制多个载波信号中的第二载波信号。在一些实施例中，采样速率实质上小于多个载波信号中的任意两个载波信号之间的最近间隔。在一些实施例中，每个载波以实质上小于多个载波信号中的任意两个载波信号之间的最近间隔的速率进行采样。

根据另一方面，本发明提供了一种波峰因子降低电路。该电路包括多个输入端，针对多个载波信号中的每个载波信号包括一个输入端。该电路还包括多个信号幅度计算器。每个信号幅度计算器耦合至多个输入端中的不同的输入端以接收多个载波信号中的不同的载波信号，并且被配置成计算所接收的载波信号的幅度。加法器被配置成将来自多个信号幅度计算器的所计算的幅度相加以产生复合信号，从而产生个体载波信号幅度估计的包络的估计。比较器被配置成将复合信号与阈值进行比较以确定是否限幅多个载波信号的幅度。

根据这一方面，在一些实施例中，该电路还包括用于多个载波信号中的每个载波信号的限幅器，限幅器用于在复合信号超过阈值的情况下限幅相应载波信号的幅度。在一些实施例中，每个限幅器形成多个载波信号中的载波信号的所估计的幅度与复合信号的比率，并且将该比率乘以阈值以限幅载波信号。在一些实施例中，该电路包括采样器，采样器用于以实质上小于多个载波信号中的任意两个载波信号之间的最小频率间隔的速率对多个载波信号中的每个载波信号进行采样。在一些实施例中，该电路包括应用于每个经限幅的信号以减少由于限幅引起的频谱再生长的低通滤波器。

在结合附图阅读以下对实施例的详细描述之后，本领域技术人员将理解本公开的范围并且实现其另外的方面。

附图说明

包含在本说明书中并且形成本说明书的一部分的附图示出了本公开的几个方面，并且与说明书一起用于解释本公开的原理。

图1是由频率跨度分开的两个载波信号的示图；

图2是已知的波峰因子降低电路的框图；

图3是根据本公开的原理构造的波峰因子降低电路的框图；

图4是两个载波信号和由它们的组合产生的信号的曲线图；

图5是根据本公开的原理构造的波峰因子降低电路的框图；

图6是单输入单输出(SISO)波峰因子降低电路和双输入双输出(DIDO)波峰因子降低电路的实验误差矢量幅值(EVM)性能的曲线图；

图7是SISO和DIDO的波峰因子降低电路的功率输出的曲线图；

图8是SISO和DIDO波峰因子降低电路的实验EVM性能的曲线图；

图9是SISO和DIDO的波峰因子降低电路的功率输出的曲线图；

图10是具有不相等的平均功率电平的两个分量载波的两分量载波波峰因子降低技术(2CC-CFR)的实验EVM性能相对于传统的波峰因子降低(CFR)的实验EVM性能的曲线图；

图11是示出了针对具有不相等的平均功率电平的两个分量载波使用2CC-CFR时相对于使用传统的CFR时的由于非线性限幅操作引起的实验频谱再生的曲线图；

图12是具有不同的EVM要求的两个分量载波的2CC-CFR的实验EVM性能相对于传统的CFR的实验EVM性能的曲线图；

图13是示出了针对具有不同的EVM要求的两个分量载波使用2CC-CFR时相对于使用传统的CFR时的由于非线性限幅操作引起的实验频谱再生的曲线图；

图14是SISO和三频带波峰因子降低电路的实验EVM性能的曲线图；

图15是SISO和三频带电路的波峰因子降低电路的功率输出的曲线图；

图16是根据本公开的原理的用于实现波峰因子降低的示例性过程的流程图；以及

图17是根据本公开的原理的用于实现波峰因子降低的示例性过程的另外的步骤的流程图。

具体实施方式

下面阐述的实施例表示使得本领域技术人员能够实践实施例并且示出实践实施例的最佳模式的信息。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念，并且将认识到本文中没有具体涉及的这些概念的应用。应当理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。

在详细描述根据本公开的示例性实施例之前，应当注意，实施例主要在于与频带间多标准载波聚合信号的波峰因子降低有关的装置部件和处理步骤的组合。因此，系统和方法组成在适当的情况下在附图中用传统符号表示，仅示出与理解本公开的实施例相关的那些具体细节，以防用对于受益于本文中的描述的本领域普通技术人员很明显的细节模糊本公开。

如本文所使用的，诸如“第一”和“第二”、“顶部”和“底部”等关系术语可以仅用于将一个实体或元件与另一实体或元件区分开，而不必要求或暗示这些实体或元件之间的任何物理或逻辑关系或顺序。

现在参考附图，其中相同的附图标记表示相同的元件，图3中示出了双输入双输出(DIDO)波峰因子降低(CFR)系统24，其包括信号幅度估计器(SAE)26，SAE 26用于使用两个载波的基带信号来计算载波聚合信号的瞬时幅度，作为CFR过程的第一步。SAE 26可以使用各种类型的硬件(包括但不限于专用集成电路、数字信号处理器)或者通过处理器执行编程软件来实现，以执行本文中所描述的处理功能。这样的编程软件可以存储在非暂态存储器设备中。

首先，等式(2)中给出的载波聚合信号的包络的表达式可以重写如下：

其中和分别是和的瞬时相位。指数中的项和表明和之间的附加相位差，其以远高于和的速度出现。事实上，等式(4)的右侧的两项在两个基带包络明显演变之前的给定时刻t₀可以是同相的，即：

在时刻t₀，载波聚合信号包络由给出。因此，载波聚合过程产生瞬时的完全相长的加法，即使两个载波的包络是异相的，即因此，载波聚合信号的包络由下式给出

结果，可以通过监测两个载波的基带信号的幅值来估计载波聚合信号的波峰因子(CF)。此外，等式(5)表明可以使用以速率f_s＝max(f_s1，f_s2)采样的和的包络来获取的包络。

因此，可以将包络估计为以作为个体载波信号的奈奎斯特速率的最大值的奈奎斯特速率采样的多个载波信号的幅度之和。由于与载波信号相关联的带宽实质上小于载波信号之间的间隔，所以包络的采样速率实质上小于载波信号之间的间隔。例如，与载波信号相关联的典型带宽可以是15MHz，而载波信号之间的间隔可以是300MHz。以基于与载波信号相关联的带宽的奈奎斯特速率进行采样将导致以大约30MHz的速率进行采样，该速率实质上小于基于载波信号之间的间隔的330MHz的采样速率，即比采样速率小数量级10。幅度由幅值运算器23来计算，并且多个载波信号的幅度之和由加法器25来获取。用于计算等式(6)的表达式的幅值运算器23和加法器25可以统称为信号幅度估计器(SAE)或信号幅度计算器26。

因此，一个实施例是用于降低频带间载波聚合信号的波峰因子的装置，频带间载波聚合信号包括多个载波信号。该装置包括多个信号幅度计算器26，针对多个载波信号中的每个载波信号包括一个信号幅度计数器26。多个信号幅度计算器26中的每个被配置成计算多个载波信号中的相应载波信号的幅度。加法器25被配置成将所计算的载波信号幅度相加以产生复合信号，复合信号是多个载波信号的包络的估计。多个限幅器27(针对多个载波信号中的每个载波信号有一个限幅器27)被配置成对多个载波信号中的相应载波信号执行限幅操作。低通滤波器29减少频带外频谱再生长。注意，虽然图3示出了仅用于两个频带的波峰因子降低的功能，然而实施例可以通过参考图3描述的原理的直接扩展来提供具有三个或更多频带的信号的波峰因子降低。

图4示出了被组合以产生所得到的信号32的两个正弦波28和30。两个正弦波28和30的两个幅值之和提供所得到的载波聚合信号32的包络34的良好估计。因此，给定任意限幅阈值C，可以通过如下对每个载波基带信号进行限幅来获得由具有相应包络和的两个载波组成的载波聚合信号的CFR：

可以由限幅器27针对每个载波信号执行限幅功能。可以例如通过专用集成电路或上述硬件和/或软件的其他组合来执行限幅。等式(7)的CFR在本文中被称为具有成比例的峰值降低的两分量载波波峰因子降低(2CC-CFR)。

在另一实施例中，给定任意限幅阈值C和载波聚合信号峰值S，其中和是两个分量载波的包络，将超阈值变量E定义为E＝S-C，则CFR可以通过从两个分量载波中的每个分量载波的幅值减去超阈值的一半(即，)来实现，如等式(8)中给出的。

等式(8)的限幅函数可以由限幅器27针对每个载波信号执行。可以例如通过专用集成电路或上述硬件和/或软件的其他组合来执行限幅。等式(8)的CFR在本文中被称为每个分量载波具有相等的峰值降低的2CC-CFR。

两分量载波聚合信号的每个分量载波的功率可以显著不同以适应无线电链路要求。如果P₁和P₂表示两个分量载波的平均功率电平，则等式(7)和(8)的2CC-CFR技术可以应用于它们的缩放后的包络信号和其中并且在一个实施例中，SAE 26还包括加权电路或函数82，其操作以将权重G₁和G₂应用于由幅度运算器23输出的相应分量载波的瞬时幅度，如图5所示。然后，如果分量载波的经加权的瞬时幅度之和大于预定义的限幅阈值C，则限幅器27提供限幅分量载波的CFR方案。具体地，在一个实施例中，CFR系统24执行针对具有不相等的功率电平的两个分量载波具有成比例的峰值降低的2CC-CFR，如下：

注意，在两个频带的功率电平相等的情况下，等式(9)可以简化为等式(7)。等式(9)的CFR在本文中被称为针对具有不相等的功率电平的两个分量载波具有成比例的峰值降低的2CC-CFR。

同样，在另一实施例中，CFR系统24操作以估计载波聚合信号的峰值，并且针对具有不相等的功率的分量载波执行每个分量载波具有相等的峰值降低的2CC-CFR，如下：

注意，在两个频带的功率电平相等的情况下，等式(10)可以简化为等式(8)。等式(10)的CFR在本文中被称为针对具有不相等的功率电平的两个CC具有相等的峰值降低的2CC-CFR。

在一些载波聚合场景中，不同的分量载波可以具有施加不同的误差矢量幅值(EVM)要求的不同的调制方案。一个示例是由一个正交相移键控(QPSK)信号和一个64正交幅度调制(64QAM)信号形成的载波聚合信号。根据ETSI TS 136 104，“Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；Base Station(BS)radio transmission and reception(3GPP TS 36.104version 11.3.1Release 11)”V11.3.1，2013年2月，最大可容许EVM失真对于前一信号为17.5％，对于后一信号为8％。等式(10)中的2CC-CFR解决方案对两个分量载波应用相同的峰值降低因子，而下面等式(11)中的2CC-CFR解决方案不适应信号EVM要求，但是贡献聚合峰值。

因此，在等式(7)和(8)中，限幅余量由较低的EVM界限(在该示例中为8％)来限制。更好的方法是采用通过不相等的峰值降低因子利用由更简单的调制方案提供的额外的EVM余量，如等式(11)所给出的。

在等式(11)中，α₁和α₂是两个峰值降低因子并且满足条件α₁+α₂＝1。注意，在等式(11)中，经峰值降低的包络和的计算涉及α₁和α₂两者，然而，峰值估计器保持与等式(11)中相同，即，在峰值估计中不需要α₁和α₂。α₁和α₂的值共同变化，直到满足两个EVM要求。等式(11)的CFR在本文中被称为针对不同的分量载波EVM要求缩放的具有相等的峰值降低的2CC-CFR。

注意，尽管上面分别描述了用于具有不相等的平均功率电平的分量载波的CFR的技术和用于具有不同的EVM要求的分量载波的CFR的技术，但是可以组合这两种技术来提供用于具有不相等的平均功率电平和不同的EVM要求的分量载波的CFR，如下。另外，如果P₁和P₂表示两个分量载波的平均功率电平，则所提出的CFR技术可以应用于它们的缩放之后的包络信号和其中并且具有不相等的功率电平和不同的EVM要求的载波聚合信号的峰值估计和2CC-CFR可以如下实现：

在等式(12)中，α₁和α₂是两个峰值降低因子并且满足条件α₁+α₂＝1。注意，在等式(12)中，经峰值降低的包络和的计算涉及α₁和α₂两者。α₁和α₂的值共同变化，直到满足两个EVM要求。

注意，上述两个载波的结果可以直接扩展到多于两个载波。多频带上的载波聚合信号由下式给出：

其中N是载波聚合频带的数目，x(t)是载波聚合信号，x_i(t)是第i个频带中的混合模式信号，表示x_i(t)的角频率ω_i附近的基带包络。

为了通过传统手段限幅信号x(t)，可以将其建模为在由两个频谱极值的中点给出的载波角频率ω₀附近的一个包络信号：

在这种情况下，信号的采样速率应该是

其中f_s′是混合信号所需要的采样速率，并且B_i是信号的带宽。或者，可以示出，

因此，可以通过监测不同载波的基带信号的幅值来估计载波聚合信号的CF。的包络可以使用以速率采样的的包络来获得，其中B_i是信号|x_i(t)|的带宽。

因此，给定任意限幅阈值C，可以通过如下对每个载波基带信号进行限幅来获得使用成比例峰值降低的载波聚合信号的CFR：

对于三频带信号的情况，具有成比例的峰值降低的三输入三输出CFR被实现为：

类似地，给定任意限幅阈值C，可以通过如下对每个载波基带信号限幅来获得具有不相等的功率电平的任意数目(N)的分量载波的载波聚合信号的CFR。如果P_i表示第i个分量载波的平均功率电平，则所提出的CFR技术可以应用于其缩放之后的包络信号其中具有不相等的功率电平的载波聚合信号的峰值估计和多分量载波CFR(MCC-CFR)可以如下实现：

类似地，给定任意限幅阈值C，可以通过如下对每个载波基带信号限幅来获得具有不相等的功率电平和不同的EVM要求的任意数目(N)的分量载波的载波聚合信号的CFR。如果P_i表示第i个分量载波的平均功率电平，则所提出的CFR技术可以应用于其缩放之后的包络信号其中具有不相等的功率电平和不同的EVM要求的载波聚合信号的峰值估计和MCC-CFR可以如下实现：

在等式(16)中，α_k是分量载波的峰值降低因子。峰值降低因子α₁，..，α_N满足条件并且共同变化，直到满足不同分量载波的EVM要求。注意，虽然等式(16)给出用于具有不相等的功率电平和不同的EVM要求的多分量载波(MCC)的CFR技术，但是其可以容易地修改以提供用于不相等的功率电平的MCC-CFR(即，通过去除α_k项)或提供用于不同的EVM要求的MCC-CFR(即，通过去除G_k项)。

为了测试用于上述等式(7)的成比例峰值降低的2CC-CFR技术，合成频带间载波聚合信号，其由以300MHz分隔开的10MHz 2C宽带码分多址(WCDMA)信号和15MHz长期演进(LTE)信号组成。DIDO CFR方法和单输入单输出(SISO)CFR方法都应用于合成载波聚合信号。SISO CFR技术在等于f_s′＝610MHz的采样频率下进行。接下来，将DIDO CFR技术应用于两个单独的基带分量，并且以等于f_s＝92.16MHz的采样频率执行DIDO CFR技术。两种方法相对于目标峰均功率比(PAPR)的EVM性能在图6中示出，由于非线性限幅操作引起的频谱再生长在图7中示出。图6示出了使用SISO CFR 36的频带1的EVM性能、使用SISO CFR 38的频带2的EVM性能、使用DIDO CFR 40的频带1的EVM性能和使用DIDO CFR 42的频带2的EVM性能。显然，使用本文中所描述的CFR方法导致EVM的实质减少。类似地，图7示出了在使用滤波48的情况下SISO CFR 44、DIDO CFR 46和DIDO CFR的相对于频率的功率。显然，本文中所描述的CFR方法带来由于失真引起的频带外信号的实质减少。

为了去除DIDO CFR 46的频带外频谱再生长，通过滤波/加窗过程29对经限幅的信号进行滤波。滤波结果由具有滤波曲线48的DIDO CFR给出。注意，滤波由于其较差的性能而没有应用于SISO CFR。表1总结了原始信号特性以及在使用和没有使用滤波的情况下的DIDO CFR的结果。原始频率聚合信号的PAPR从10.5dB减少到9dB，其中EVM约为0.7％。限幅/加窗迭代实现了以将EVM增加到1.3％为代价来去除频谱再生长，其仍然可以由不同的调制方案(例如二进制相移键控(BPSK)、QPSK等)接受。

关于SISO CFR性能，除了其高达输入信号的奈奎斯特速率的5倍的高的采样速率之外，在图6和图7中示出，与DIDO CFR情况相比，EVM和频谱再生明显很差。这两种方法相对于目标PAPR的EVM性能在图8中示出，并且由于非线性限幅操作引起的频谱再生长在图9中示出。图8示出了使用SISO CFR 50的频带1的EVM、使用SISO CFR 52的频带2的EVM、使用DIDO CFR 54的频带1的EVM、以及使用DIDO CFR 56的频带2的DIDO。图9示出了在使用滤波62的情况下的SISO CFR 58、DIDO CFR 60和DIDO CFR的相对于频率的功率。

上面讨论的用于合成的频带间载波聚合信号的原始的、经限幅的、以及经限幅且滤波的信号特性在下面的表2中示出。尽管结果与高频率分隔的情况相当，但是图9中的SISO CFR信号58的频谱图揭示了由于同时作用在两个信号上的非线性限幅操作引起的互调失真分量的存在。这不同于其中每个信号被单独限幅的DIDO CFR情况60、62。因此，SISO技术产生更多的频带内和频带外二者的失真。

上面还描述了具有不相等的功率电平的分量载波的2CC-CFR的实施例。为了验证等式(9)的特定实施例，使用由上面选择的相同分量载波组成的测试信号。然而，在这种情况下，两个分量载波信号被分配不相等的平均功率，即第二分量载波的平均功率被设置为比第一分量载波高10dB。将具有不相等的功率电平的载波的等式(9)的2CC-CFR和传统的CFR方法都应用于合成的载波聚合信号。传统的CFR技术以等于f_s′＝610Msps的采样频率进行。接下来，将等式(9)的2CC-CFR技术应用于两个单独的分量载波，并且以等于f_s＝92.16Msps的采样频率执行等式(9)的2CC-CFR技术。应用于等式(9)的2CC-CFR的限幅/加窗迭代实现了去除由目标CF处的非线性限幅操作造成的频谱再生长。这两种方法相对于目标CF的EVM性能在图10中示出，并且由于非线性限幅操作引起的频谱再生长在图11中示出。

以下表3总结了原始信号特性以及在使用和没有使用滤波的情况下的CFR的结果。特别地，表3提供了具有不相等的功率电平的两个分量载波的原始信号和经峰值降低的信号的PAPR和EVM。原始频率聚合信号的CF从9.9dB减少到7.9dB，其中EVM失真大约为1.7％和2.7％，第一和第二频带的相邻信道泄漏功率比(ACLR)分别为-55dBc和-50dBc。发现，第二频带比第一频带稍微更加失真(EVM高1％并且ACLR高5dB)。然而，在传统的CFR的情况下，如图10中所示，与EVM失真高20％并且ACLR失真高10dB(ACLR对于频带1和频带2分别为-15dBc和-25dBc)的第二分量载波相比，第一分量载波严重失真。

以上还描述了具有不同的EVM要求的分量载波的2CC-CFR的实施例。为了验证等式(11)的特定实施例，合成由以300MHz分隔开的15MHz LTE 64QAM信号和15MHz LTE QPSK信号组成的载波聚合信号。如上所述，64QAM信号的EVM规定为8％，QPSK信号的EVM规定为17.5％。将等式(8)的具有相等的EVM要求的分量载波的CFR和等式(11)的具有不同的EVM要求的载波的CFR都应用于合成的载波聚合信号。将两种2CC-CFR技术应用于两个单独的分量载波，并且以等于f_s＝92.16Msps的采样频率执行两种2CC-CFR技术。总之，应用4个限幅/加窗迭代以实现去除由目标CF处的非线性限幅操作造成的频谱再生长。这两种方法相对于目标CF的EVM性能在图12中示出，并且由于非线性限幅操作引起的频谱再生长在图13中示出。

以下表4总结了用于具有不同的EVM要求的分量载波的所提出的CFR的原始的、经峰值降低的和经滤波的信号特性。特别地，表4提供了原始信号和经峰值降低的信号的PAPR和EVM。原始频率聚合信号的CF从11.8dB减少到9.05dB，其中第一和第二频带的EVM失真分别大约为1.4％和3.2％，两个分量载波的ACLR为-67dBc。示出了，QPSK信号比64QAM信号更加失真(在滤波之前EVM高2％并且ACLR高7dB)。然而，在具有相同的EVM要求的CFR的情况下，如图11中所示，两个频带相等地失真，并且可能的峰值降低受64QAM信号要求的限制。

上面还提供了MCC-CFR的实施例。在这点上，在另一示例中，合成了由15MHz LTE信号、20MHz 2C WCDMA信号和5MHz LTE信号组成的频带间载波聚合信号。第一和第二信号以100MHz分隔开。第二和第三信号也以100MHz分隔开。因此，整个信号分隔为200MHz。将三频带CFR方法和SISO CFR方法都应用于合成的载波聚合信号。SISO CFR技术以等于f_s′＝420MHz的采样频率进行。接下来，将三频带CFR技术应用于两个单独的基带分量，并且以等于f_s＝92.16MHz的采样频率执行三频带CFR技术。这两种方法相对于目标PAPR的EVM性能在图14中示出，并且由于非线性限幅操作引起的频谱再生长在图15中示出。图14示出了使用SISO CFR 64的频带1的EVM、使用SISO CFR 66的频带2的EVM、使用SISO CFR 68的频带3的EVM、使用三频带CFR 68的频带1的EVM、使用三频带CFR 72的频带2的EVM、以及使用三频带CFR 74的频带3的EVM。图15示出了在使用滤波80的情况下的SISO CFR 76、三频带CFR 78和三频带CFR的相对于频率的功率。

上面讨论的合成的三频带载波聚合信号的原始的和经限幅的信号特性在下面的表5中概述。示出了，由于上面详述的相同原因，三频带CFR的性能优于SISO CFR。

作为本文中所描述的技术的应用，将CFR的输出信号应用于两个功率放大器，即45W氮化镓(GaN)单端功率放大器(PA)和250W横向扩散金属氧化物半导体(LDMOS)Doherty PA。因此，使用2％的阈值作为最大可容许的EVM，三频带CFR允许PAPR降低大约2dB，而SISO方法被限为PAPR降低0.5dB。效率结果在表6中示出。示出了，测试信号的所实现的CFR允许有效平均功率电平显著提高约2dB，并且当测试信号被应用于两个待测放大器时，功率效率增加高达5％。

已经描述了适用于在两个和三个频带上的频带间多标准载波聚合信号的多输入多输出(MIMO)CFR技术。与传统的SISO CFR方法相比，所提出的MIMO CFR实现了采样速率的显著降低，其与两个载波的带宽的最大值、而不是它们之间的间隔成比例。所提出的CFR方法在由LTE和WCDMA信号组成的300MHz双频带和200MHz三频带多标准载波聚合波形上演示。聚合的信号的CF成功地从11.3dB降低到9.5dB，同时使得对输出信号的EVM和相邻信道功率比(ACPR)的影响最小化。注意，尽管这里示出了仅用于两个和三个频带的CFR的示例，但是实施例不限于两个和三个频带。涵盖用于三个以上频带的CFR的实施例，并且其为本文所论述的实施例的直接扩展。

图16是用于降低频带间载波聚合信号的CF的示例性过程的流程图。估计多个载波信号中的每个载波信号的幅度(框S100)。基于多个载波信号的所估计的幅度之和来产生载波信号的组合的包络的估计(框S102)。如上所述，在一些实施例中，载波聚合信号的包络或峰值的估计是分量载波的基带表示的瞬时幅度之和的函数。然而，在CFR方案考虑分量载波的不相等的平均功率电平的其他实施例中，对瞬时幅度进行加权，并且将经加权的瞬时幅度相加以提供对载波聚合信号的包络或峰值的估计。将载波信号的组合的包络的估计与限幅阈值进行比较，以确定是否对多个载波信号中的每个载波信号进行限幅(框S104)。继续图17，如果包络超过限幅阈值(框S105)，则在一个实施例中，形成第一载波信号的所估计的幅度与多个载波信号中的每个载波信号的幅度之和的比率；针对每个载波信号形成这个比率(框S106)。将每个比率乘以限幅阈值(框S108)。然后应用低通滤波器以减少频谱再生长(框S110)。注意，框S108和S110将根据具体实施例而变化。

通过基于个体载波的所估计的幅度之和来估计载波信号的组合的包络，可以确定何时使用约等于个体载波信号的带宽的两倍的采样速率、而不是以约等于载波信号之间的间隔的采样速率来对载波信号限幅。

本领域技术人员将理解，本公开不限于上面已经具体示出和描述的内容。此外，除非在上面相反地提及，否则应当注意，所有附图不是按比例的。根据上述教导，在不脱离仅由所附权利要求限制的本公开的范围和精神的情况下，各种修改和变化是可能的。

在整个本公开中使用以下缩写词。

·2CC-CFR 两分量载波波峰因子降低

·64QAM 64正交幅度调制

·ACE 主动式星座扩展

·ACLR 相邻信道泄漏功率比

·ACPR 相邻信道功率比

·BPSK 二进制相移键控

·CF 波峰因子

·CFR 波峰因子降低

·DIDO 双输入双输出

·EVM 误差矢量幅值

·GaN 氮化镓

·LDMOS 横向扩散金属氧化物半导体

·LTE 长期演进

·MCC 多分量载波

·MCC-CFR 多分量载波波峰因子降低

·MIMO 多输入多输出

·MSK 主会话密钥

·PA 功率放大器

·PAPR 峰均功率比

·QPSK 正交相移键控

·SAE 信号幅度估计器

·SISO 单输入单输出

·WCDMA 宽带码分多址

本领域技术人员将认识到对本公开的实施例的改进和修改。所有这些改进和修改被认为在本文公开的概念和所附权利要求的范围内。