信号处理装置以及方法和程序与流程

文档序号:11161965
信号处理装置以及方法和程序与制造工艺

本技术涉及信号处理装置以及方法和程序,更具体地,涉及用于抑制接收器灵敏度降低的信号处理装置以及方法和程序。

<相关申请的交叉引用>

本申请要求于2014年8月21日提交的日本优先权专利申请JP 2014-168207的权益,其全部内容通过引用并入本文。



背景技术:

在发送和接收数字数据的无线电通信中,无线电通信范围的极限由无线电波的发送功率,用于发送和接收数据的天线的性能以及传送速率来确定。发送功率的增加与发送器的功率消耗直接相关,并且增加发送功率存在限制。通过使用八木天线等可以改进天线的性能。然而,天线的性能越高,尺寸越大并且结构变得越复杂。因此,可用的天线的性能受到限制。

此外,发送功率由无线电法案规定。进一步地,天线性能和发送功率由无线电法案根据无线电波的频带规定。因此,实际的发送功率和天线性能存在限制。

直接序列扩频(DSSS)被称为用于在此类限制下实现远程无线电通信的技术(例如,参见NPL 1)。DSSS是通过将所接收的信号积分同时将所接收的信号乘以扩展码来实现高接收器灵敏度同时消除噪声影响的技术。灵敏度通过增加积分周期(即,降低传送速率)而线性地增加,并且采用DSSS方案的全球定位系统(GPS)可以例如在-150dBm的电场强度中稳定地接收信号。

GPS以稳定的相位连续地发送无线电波。因此,通过采用低频锁相环(PLL)或延迟锁相环(DLL),在低信噪比(SNR)状态中建立了稳定的相位同步。如果相位正确,则可以通过对信号进行积分和检测来检测弱信号。当分配如GPS中的专用无线电频带时,可以长时间连续地发送信号并稳定地接收弱信号。

例如,已知使用920MHz频带的无线电波发送传感器等的信息的系统。920MHz频带是日本国际事务和通信部自2011年7月将对其的禁令删除的频带,任何人都可以在没有任何权限或许可的情况下使用该频带。然而,最大连续发送持续时间被法规(无线电工商业协会(Association of Radio Industries and Businesses)(ARIB)STD T-108)限制为4秒。当连续发送持续时间进一步缩短到0.2秒时,例如,可以分配更大数量的信道,并且可以在较少干扰的情况下发送和接收信号。

引用列表

非专利文献

NPL 1:尚兰坡无线公司(On-Ramp Wireless Incorporated),“尚兰坡无线技术白皮书(On-Ramp Wireless Technology White Paper)”,008-0012-00修订版.H,2013年1月9日



技术实现要素:

[技术问题]

由于连续发送持续时间受到限制,所以在使用920MHz频带的接收器上可以不安装低频PLL或DLL。因此,传送速率的下限固定,并且因此,可以限制接收器灵敏度的上限。也就是说,与不存在此类限制时相比,接收器灵敏度可降低。例如,商用920MHz频带无线电通信装置具有-100dBm至-120dBm的有限的接收器灵敏度,与GPS相比其具有几十dB的灵敏度差异。

考虑到上述问题提出了本技术,并且本技术的目的是抑制接收器灵敏度的降低。

根据本技术的实施例,提供了一种信号处理装置,包括:重新排列单元,重新排列发送数据,使得发送数据的能够预测的部分在所述发送数据中更均匀地扩展,能够预测的部分包括可由接收器侧预测的信息;调制单元,基于重新排列的发送数据通过调制载波信号的相位生成调制信号;以及发送单元,基于调制信号对发送信号进行发送。

重新排列单元将发送数据的能够预测的部分划分成多个部分,并且将发送数据的剩余部分划分成多个部分,并且重新排列所述发送数据,使得重新排列的发送数据在能够预测的部分的多个部分中的一个与剩余部分的多个部分中的一个之间交替。

发送数据的能够预测的部分包括可由接收器侧预测的13个八位字节,并且发送数据的剩余部分包括不可由接收器侧预测的6个八位字节。重新排列单元可以每两个八位字节将能够预测的部分划分成多个部分,并且每八位字节将剩余部分划分成多个部分,并且重新排列所述发送数据,使得重新排列的发送数据在可由接收器侧预测的两个八位字节和不可由接收器侧预测的一个八位字节之间交替。

发送数据的剩余部分可包括有效载荷信息,并且发送数据的能够预测的部分可包括附加到有效载荷信息的预定同步模式。

发送数据的剩余部分可进一步包括有效载荷信息的循环冗余校验码。

调制单元可根据二进制相移键控调制来调制载波信号的相位。

调制单元根据可正交相移键控调制来调制载波信号的相位。

重新排列单元可重新排列相同的发送数据多次。每当重新排列单元重新排列发送数据时,调制单元可调制载波信号的相位。每当调制单元调制所载波信号的相位时,发送单元可发送所述发送信号。

根据本技术的实施例,提供了一种信号处理方法,该方法可包括:重新排列发送数据,使得发送数据的能够预测的部分在发送数据中更均匀地扩展,能够预测的部分包括可由接收器侧预测的信息;基于重新排列的发送数据通过对载波信号的相位进行调制生成调制信号;以及基于所调制的信号对发送信号进行发送。

根据本技术的实施例,提供了一种用于使计算机用作以下各项的程序:重新排列单元,重新排列发送数据,使得发送数据的能够预测的部分在所述发送数据中更均匀地扩展,能够预测的部分包括可由接收器侧预测的信息;调制单元,基于重新排列的发送数据通过对载波信号的相位进行调制生成调制信号;以及发送单元,基于所调制的信号对发送信号进行发送。

根据本技术的另一实施例,提供了一种信号处理装置,该装置可包括:接收单元,接收发送信号并基于其生成接收信号,发送信号用于发送已被重新排列的发送数据,使得发送数据的能够预测的部分在所述发送数据中更均匀地扩展,能够预测的部分包括可由信号处理装置预测的信息;检测单元,基于可由信号处理装置预测的信息来检测所述接收信号的帧中的每个的报头位置;积分单元,对所述接收信号的帧进行积分;以及解码单元,从积分单元的输出对发送数据进行解码。

检测单元可从接收信号提取已知的同步模式,其中信号处理装置能够预测的的信息包括同步模式;生成已知的扩展码;对已知扩展码进行快速傅立叶变换,以获得复数频谱;对接收信号进行快速傅立叶变换,以获得复数接收信号频谱;对复数频谱和复数接收信号频谱进行快速傅立叶逆变换,以获得互相关值;计算预定周期中的互相关值;以及将互相关值的峰值检测为帧的报头位置。

检测单元可通过从最大值开始按照下降的顺序检测n个值来检测互相关值的峰值,其中n为预定数量的帧。

信号处理装置可进一步包括:参数计算单元,从接收信号计算预定参数,其中,检测单元基于预定参数来检测帧中的每个的报头位置。参数计算单元可计算在各个预定时间块中的接收信号的频率校正值和接收信号的初始相位。信号处理装置可进一步包括:校正单元,使用所计算的频率校正值来校正接收信号的频率,并且使用所计算的初始相位来校正接收信号的初始相位。

参数计算单元可计算在各个预定时间块中的指示接收信号与已知同步模式之间的相关性的互相关值作为参数。积分单元使用由参数计算单元计算的互相关值作为时间块的加权因子对由校正单元校正的接收信号的各个帧进行积分。

发送信号可具有载波信号,载波信号的相位根据二进制相移键控调制来调制。

发送信号可具有载波信号,载波信号的相位根据正交相移键控调制来调制。

发送数据的未知部分可包括有效载荷信息和信息的循环冗余校验码。解码单元可使用循环冗余校验码来确定在所述发送数据中包括的有效载荷信息中的错误的存在。

根据本技术的另一实施例,一种信号处理方法可包括:接收发送信号并且从中生成接收信号,发送信号用于发送已经重新排列的发送数据,使得发送数据的能够预测的部分在所述发送数据中更均匀地扩展,能够预测的部分包括可由接收器预测的信息;基于可由信号处理装置预测的信息,检测接收信号的帧中的每个的报头位置;对所述接收信号的帧进行积分;以及从积分的接收信号对发送数据进行解码。

进一步地,根据本技术的另一实施例,一种用于使计算机用作以下各项的程序:接收单元,接收发送信号并且基于其生成接收信号,发送信号用于发送已经重新排列的发送数据,使得发送数据的能够预测的部分在所述发送数据中更均匀地扩展,能够预测的部分包括可由计算机预测的信息;检测单元,基于可由信号处理装置预测的信息检测所述接收信号的帧中的每个的报头位置;积分单元,对所述接收信号的帧进行积分;以及解码单元,从积分单元的输出对发送数据进行解码。

问题的解决方案

根据本技术的一个方面的方法包括:重新排列发送数据,使得发送数据的接收器侧已知的部分在发送数据中更均匀地扩展;使用重新排列的发送数据来调制载波信号的相位;以及发送作为载波信号的发送信号,所述载波信号的相位被调制。

根据本技术的另一方面的方法包括:接收用于发送重新排列的发送数据的发送信号,使得发送数据的已知部分在发送数据中更均匀地扩展;检测作为所接收的发送信号的接收信号的帧中的每个的报头位置;计算检测到报头位置的接收信号的各个帧的预定参数;使用所计算的参数来校正所述接收信号的各个帧;对所述接收信号的所校正的各个帧进行积分;以及从积分的接收信号对发送数据进行解码。

发明的效果

根据本技术,可以处理信号。此外,根据本技术,可以抑制接收器灵敏度的降低。

附图说明

[图1]图1为示出发送器的主要配置的示例的方框图。

[图2]图2为用于描述在各个单元中的信号的示例的图表。

[图3]图3为示出扩展因子下的接收器灵敏度的预期值的图表。

[图4]图4为用于描述当扩展因子为32768时在各个单元中的信号的示例的图表。

[图5]图5为示出发送器的主要配置的示例的方框图。

[图6]图6为示出超帧的主要配置的示例的图表。

[图7]图7为用于描述在各个单元中的信号的示例的图表。

[图8]图8为用于描述发送处理的流程的示例的流程图。

[图9]图9为示出接收器的主要配置的示例的方框图。

[图10]图10为用于描述接收处理的流程的示例的流程图。

[图11]图11为用于描述解码运算处理的流程的示例的流程图。

[图12]图12为用于描述帧报头位置检测处理的流程的示例的流程图。

[图13]图13为示出互相关值α(t)的曲线图的示例的图表。

[图14]图14为示出互相关值β(n)的图表。

[图15]图15为用于描述峰值检测处理的流程的示例的流程图。

[图16]图16为用于描述如何检测峰值的示例的图表。

[图17]图17为用于描述如何检测峰值的示例的图表。

[图18]图18为用于描述如何检测峰值的示例的图表。

[图19]图19为用于描述如何检测峰值的示例的图表。

[图20]图20为用于描述如何检测峰值的示例的图表。

[图21]图21为用于描述如何检测峰值的示例的图表。

[图22]图22为示出参数计算处理的流程的示例的流程图。

[图23]图23为用于描述相位波动如何近似的示例的图表。

[图24]图24为示出解码结果的图表。

[图25]图25为示出计算机的主要配置的示例的方框图。

具体实施方式

在下文,将描述用于实施本公开的模式(在下文被称为实施例)。所述描述将按照以下顺序给出:

1.第一实施例(发送器);

2.第二实施例(接收器);以及

3.第三实施例(计算机)

<1.第一实施例>

<系统>

图1示出发送无线电信号的发送器的示例。在图1中,发送器10为将从气象观测装置31供应的气象观测数据TM作为无线电波(无线电信号)从天线20发送的装置。

气象观测装置31为观测气象数据诸如温度、日照、降水以及风的方向和速度的装置。气象观测装置31包括观测这些气象数据项所需的各种传感器和用于控制这些传感器的控制器。气象观测装置31将所观测的气象数据(气象观测数据)供应给发送器10。例如,当温度、降水、风向和风速各自具有一个八位字节(8比特)的信息量时,气象观测数据TM具有四个八位字节(32位)的信息量。

气象观测装置31安装在诸如例如山区的地方,在其中人难以自己观测气象数据(例如,人难以访问的地方)。发送器10安装在气象观测装置31附近。也就是说,气象观测装置31和发送器10安装在难以准备大型外部电源的地方。因此,需要使用小型电源诸如电池或光伏发电机来驱动这些装置。也就是说,需要以较小的功耗来驱动这些装置。

从气象观测装置31供应的气象观测数据被发送到例如安装在山脚下的市区(例如,在诸如大学研究设施或数据中心的设施中)中的接收器。接收器将所接收的气象观测数据供应给服务器等。也就是说,发送器10需要向远距离发送无线电信号。安装在山脚下的接收器可以使用电灯线的电源。因此,接收器可以在其上安装高性能中央处理单元(CPU),并执行复杂的运算处理。

也就是说,发送器10需要由具有较小功耗的电池驱动。接收器需要具有带有执行远距离通信能力的高灵敏度接收性能。此外,通信信道具有有限的连续发送持续时间。尽管要求是严格的,但由于所发送的信息量小,所以不需要高传送速率。此外,即使接收器消耗大量的功率也没有关系。

<DSSS方案>

直接序列扩频(DSSS)方案已经用于高灵敏度收发器。将对DSSS方案的示例进行描述。

如图1所示,发送器10包括循环冗余校验(CRC)附加器11、同步信号(SYNC)发生器12、选择器13、Gold码发生器14、乘法器15、载波振荡器16、乘法器17、带通滤波器(BPF)18、放大器19和天线20。发送器10无线地发送从气象观测装置31供应的气象观测数据TM。

可以根据需要将Reed-Solomon码、卷积码和其他代码进一步添加到发送器10。

图2为示出发送分组(packet,包)的帧格式的示意图。如自图2顶部开始的第一行所示,发送分组包括两个八位字节的前导码、一个八位字节的SFD(帧起始定界符)和16个八位字节的PSDU(PHY服务数据单元)。在此,前导码和SFD为固定数据。前导码可以为例如“0011111101011001”的比特流。此外,SFD可以为例如“00011100”的比特流。

如自图2顶部开始的第二行所示,16个八位字节的PSDU包括帧控制(FC)、序列号(SN)、收发器地址(ADR)、有效载荷(PAYLOAD)和帧校验序列(FCS)。

帧控制(FC)为两个八位字节的数字信息,并且为指示在帧控制之后的信息的配置、比特数等的信息。帧控制为固定比特流,并且可以是例如“0010000000100110”的比特流。序列号(SN)为一个八位字节的数字信息,并且每当发送新数据时向上计数。通过校验该序列号,接收器可以确定对象数据是否为新数据。收发器地址(ADR)为四个八位字节的信息,并且为关于用于识别发送器的发送器地址编号和用于识别接收器的接收器地址编号的信息。有效载荷(PAYLOAD)为四个八位字节的数字信息,并且气象观测数据TM按原样设置在其中。帧校验序列(FCS)为两个八位字节的循环冗余校验码,并且为用于校验通信数据中是否发生错误的信息。

同步信号发生器12生成这些信息项诸如前导码、SFD、帧控制、序列号和收发器地址,并将所述信息供应给选择器13。此外,CRC附加器11将针对有效载荷计算的帧校验序列附加到有效载荷,并且将有效载荷供应给选择器13,其中有效载荷通过复制从气象观测装置31供应的气象观测数据TM而获得。

选择器13将信息诸如前导码、SFD、帧控制、序列号和收发器地址附加到附加有帧校验序列的有效载荷,以生成发送数据QD。

如自图2顶部开始的第三行所示,一帧的发送数据QD包括152比特(19个八位字节)。Gold码发生器14包括两个M序列(最大序列)发生器,并且生成长度为256个码片的伪随机数序列。乘法器15将伪随机数序列和发送数据QD相乘,以生成伪随机数序列PN。

也就是说,在伪随机数序列PN中,发送数据QD的一个比特被扩展为伪随机数序列(256个码片)。如自图2顶部开始的第四行所示,伪随机数序列PN的数据长度为38400个码片(150x 256)。

在此,当考虑920MHz频带时,由于一个发送信道的带宽为200KHz,所以发送一个码片的信息所需的时间Δ为大约5μs至10μs。在图2所示的时序图中,时间Δ被设置为5μs(码片速率=200KHz)。在这种情况下,以194.56ms的总周期无线地发送一帧的发送数据QD。

载波振荡器16使用于无线发送中的载波频率振荡,并且将载波频率提供给乘法器17。乘法器17根据伪随机数序列PN调制载波频率的极性,以产生DSSS方案的调制信号CM。调制信号CM被供应给带通滤波器18。

在根据DSSS方案的调制(在本示例中为BPSK调制)中,调制载波频率,使得当伪随机数序列PN为“1”时载波相位变为π。此外,调制载波频率,使得当伪随机数序列PN为“0”时,载波相位变为-π(极性反转)。以这种方式极性反转的调制信号CM在宽频率分量上扩展,因为调制信号在切换点处突然改变。如果调制信号按原样无线地发送,则调制信号可影响相邻的无线电通信。

因此,带通滤波器(BPF)18将调制信号CM的频率分量限制在载波频率附近。以这种方式,获得了其频带由带通滤波器18限制的发送信号TX。在图2所示的限带发送信号TX中,相位切换点平滑地改变。发送信号TX被放大器19放大,并且然后从天线20辐射。

如上所述,在DSSS方案中,发送数据QD的一个比特被扩展到伪随机数序列PN的256个码片中并且被发送。通过再现与在发送中使用的Gold码相同的Gold码并且将Gold码与接收信号相乘并对其进行积分,接收器可以再现接收信号QD。通过增加Gold码的码长(扩展因子)来获得高灵敏度。在图2中,虽然扩展因子被设置为256,但是通过进一步增加扩展因子可以获得更高的灵敏度。

图3为IEEE 802.15.4K的规范的一部分,并且示出了在最左列上给出的扩展因子处的预期灵敏度。从该表可以理解,当码片速率为200K/s时,扩展因子为256处的预期接收器灵敏度为-127dBm。此外,当扩展因子增大到最大值(32768)时,预期接收器灵敏度提高到-148dBm。可以理解,扩展因子32768为扩展因子256的128倍,并且因此,可以预期灵敏度可以提高大约21dB。

图4示出扩展因子被设置为IEEE 802.15.4K标准的最大值(32768)的情况。可以理解,如果扩展因子增大以便获得更高的灵敏度,则实际上会出现两个问题。也就是说,第一个问题是国内法律中对连续发送持续时间的限制。

在图4中(当扩展因子设置为32768时),一比特的发送时间为163.84毫秒(Δx32768)。因此,发送整个一个分组(152比特)所需的时间大约为24.9秒。然而,根据ARIB STD T-108规定,在日本920MHz频带所允许的最大连续发送持续时间为“4秒”。因此,32768的扩展因子不能应用于在日本的920MHz频带。

相反,当计算在920MHz频带所允许的连续发送持续时间(4秒)内可以发送数据的最大扩展因子时,上限扩展因子为4096,并且如从图3所读取,对应于扩展因子的接收器灵敏度为-139dBm。由于接收器灵敏度的上限以这种方式受到限制,所以存在接收器灵敏度可显著降低的担忧。

已经描述了连续发送持续时间是4秒。然而,严格地说,根据ARIB STD T-108规定,允许4秒的连续发送持续时间的频率区域限于某些频率区域。也就是说,当连续发送持续时间被设置为4秒时,可以用于发送和接收的频率信道的数量被限制。相比之下,当连续发送持续时间为0.2秒或更短时,可以在更大数量的频带中发送和接收数据。如果可用更宽的频带范围,则可以抑制干扰等的影响。

当使用0.2秒或更短的连续发送持续时间应用802.15.4K标准时,最大扩展因子为128,如图2所描述。在这种情况下,预期的接收器灵敏度为-128dBm(参见图3)。即使不采用DSSS方案,也可以实现-128dBm的接收器灵敏度水平。

根据常规的DSSS方案,存在连续发送持续时间可能增加的担忧,并且可能无法在日本的920MHz频带中获得足够的接收器灵敏度。此外,当增加发送信道的数量时,可期望将连续发送持续时间进一步缩短到0.2秒或更短。然而,在这种情况下,接收器灵敏度可进一步降低。

此外,在常规的DSSS方案中,当采用32768的扩展因子时,通过对32768个码片进行时间积分,仅能够对一个比特的信息进行积分和检测。对一个比特的信息进行积分和检测所需的时间为164毫秒。对于由锁相环(PLL)或延迟锁相环(DLL)进行的相位检测,需要相同的时间。相位检测电路诸如PLL或DLL包括反馈电路,并且环路响应时间比检测电路的响应时间长一个数位(10倍)。因此,接收器的PLL(或DLL)的响应时间预期为大约1.6秒。

这成为对在发送器10中提供的载波振荡器16的“相位波动”的限制。也就是说,载波振荡器16的相位需要“在观察1.6秒时不变化”。然而,可以理解,如果以低成本制造使920MHz的高频率振荡的振荡器,则相位容易由于振荡器的内部噪声而变化。

可以理解,GPS使用稳定相位振荡器,稳定相位振荡器使用铷振荡器,并且因此即使环路响应时间超过一秒,其也具有小的相位波动。然而,铷振荡器非常昂贵(几万日元或更高),并且消耗大量的功率。尽管此振荡器可以安装在昂贵的GPS卫星上,但是在如上所述的此传感器网络中使用的发送器10中采用这种振荡器可将成本增加到不允许的程度,并且不实用。

也就是说,在不那么昂贵并且消耗如可用于发送器10中的如此少量的功率的载波振荡器16中,存在可实际使用的扩展因子的上限可由于相位波动而固定的担忧。

<发送数据的重新排列>

因此,重新排列发送数据,使得发送数据的接收器侧已知的部分在发送数据中均匀地扩展,使用重新排列的发送数据对载波信号进行相位调制,并且将发送信号作为相位调制的载波信号发送。

通过这样做,可以缩短最大连续发送持续时间。因此,可以构建针对干扰稳健的收发器系统。此外,可以在不超过由无线电法案定义的最大发送持续时间的规定的情况下提高有效的SNR。进一步地,即使当在帧中发生相位波动时,也可以最优地校正相位和频率。因此,例如,即使接收信号嵌入在噪声中,也可以正确地解码比常规信号弱的接收信号。也就是说,可以抑制接收器灵敏度的降低。

可以将发送数据的接收器侧已知的部分和发送数据的接收器侧未知的部分划分成多个部分,并且可以将划分部分重新排列,使得划分的已知部分的各个部分数据项和划分的未知部分的各个部分数据项交替排列。

此外,发送数据可以被配置为包括接收器侧已知的13个八位字节的一部分和接收器侧未知的6个八位字节的一部分。接收器侧已知的部分可以每两个八位字节进行划分,并且接收器侧未知的部分可以每八位字节进行划分,并且可以重新排列发送数据,使得两个八位字节的已知部分的部分数据和一个八位字节的未知部分的数据交替排列。

此外,发送数据的接收器侧未知的部分可以包括发送目标信息,并且发送数据的接收器侧已知的部分可以包括附加到发送目标信息的预定同步模式。

进一步地,发送数据的接收器侧未知的部分还可以包括发送目标信息的循环冗余校验码。

进一步地,可以使用重新排列的发送数据根据二进制相移键控来调制载波信号的相位。

进一步地,可以使用重新排列的发送数据根据正交相移键控来调制载波信号的相位。

进一步地,相同的发送数据可以被重新排列多次,并且每次重新排列均可以对载波信号进行相位调制,以发送所述发送信号。

<发送器>

图5示出发送器的主要配置的示例,该发送器作为应用本技术的信号处理装置的实施例。图5所示的发送器100为将从气象观测装置31供应的气象观测数据(诸如例如温度、日照、降水、风向和风速的观测数据)作为无线电信号进行发送的装置,类似于图1的发送器10。发送器100安装在例如气象观测装置31附近,并且将来自山上等的无线电信号发送到安装在例如山脚下的市区(例如,在诸如大学研究设施或数据中心的设施中)中的接收器(即,长距离的发送分发目的地)。

图6示出由发送器100发送的发送信号的整个帧结构。在发送器10的情况下,帧周期与图4所示的示例中的一样大,为24.9秒。相比之下,在发送器100的情况下,一次发送的连续发送持续时间为0.192秒,如图6所示。也就是说,由于连续发送持续时间小于0.2秒,所以可以为该发送分配许多发送信道。因此,可以选择相对空的信道并且通过所选择的信道发送信号并且构建针对干扰更加稳健的系统。通过采用本技术,即使在使用这样短的帧长度时,也可以构建高灵敏度的收发器系统。

发送帧,使得在30秒的各个超帧中执行一次数据发送。在该30秒的周期中,最多重复100次地发生0.192秒的帧。在此,帧间间隔x至少为2ms。间隔x每次根据载波侦听结果(即,信道拥塞状态)改变。当30秒的周期被平均时,帧以大约每隔0.3秒一次的速率进行发送。因此,在30秒内发送100帧。可发送的帧的数量根据信道拥塞状态而略微变化。虽然在100个帧发送中发送的信号是任选的,但是将描述所发送的相同信号。

如图5所示,发送器100包括循环冗余校验(CRC)附加器111、同步信号(SYNC)发生器112、选择器113、帧计数器114、寄存器115、交织器116、Gold码发生器117、乘法器118、载波振荡器119、乘法器120、带通滤波器121、放大器122和天线123。

CRC附加器111将用于错误校正的循环冗余校验码(CRC)附加到从气象观测装置31供应的气象观测数据TM,并将气象观测数据供应给选择器113。循环冗余校验码可以是任选代码,并且其数据长度为任选的。

同步信号发生器112生成预定的同步模式,并将同步模式供应给选择器113。同步模式可以为任选模式,其数据长度为任选的。

选择器113适当地选择输入以将从同步信号发生器112供应的同步模式附加到气象观测数据TM,其中从CRC附加器111供应的循环冗余校验码附加到气象观测数据TM,以生成发送数据QD。

选择器113将作为循环冗余校验码和同步模式附加到其上的气象观测数据TM的发送数据QD供应给寄存器115。

如自图7顶部开始的第二行所示,在每个帧中,气象观测数据TM被复制为有效载荷,并且附加有帧校验序列(FCS)。进一步地,附加了同步模式(前导码、SFD、帧控制(FC)、序列号(SN)和收发器地址(ADR))。

该同步模式是不依赖于气象观测数据TM的信息。换言之,该同步模式的所有比特(13个八位字节)对于接收器是已知的。对于接收器侧“已知”的信息被称为同步模式(SYNC)。上述配置示例是一个示例,并且同步模式(SYNC)的配置为任选的。例如,除上述信息之外的信息可以包括在同步模式(SYNC)中,并且上述信息项的一些或全部可以不包括在同步模式(SYNC)中。

相比之下,作为有效载荷发送的气象观测数据TM和帧校验序列(FCS)为接收器不能预测的信息。对于接收器侧“未知”的信息被称为UND(未知数据)。

图5的帧计数器114为一种计数器,其对所发送的帧的数量进行计数,并且对从0到99的数进行计数,且将计数值供应给寄存器115。

寄存器115为19个八位字节(152比特)的寄存器。当从帧计数器114供应的计数值为“0”时,寄存器115导入选择器113的输出(对应于一帧的发送数据QD),并将发送数据保持在其中。寄存器115保持对应于一帧的下一个发送数据QD,直到从帧计数器114供应的计数值变为“0”。寄存器115适当地将保持在其中的值供应给交织器116。也就是说,在超帧周期期间从寄存器115输出相同的发送数据QD。随后,当从帧计数器114供应的计数值变为“0”时,寄存器115再次导入选择器113的输出(对应于一帧的发送数据QD)并且将发送数据保持在其中。

在发送器10(图1)的情况下,从选择器13输出的发送数据QD被供应给乘法器15,并且乘以在Gold码发生器14中生成的伪随机数序列。也就是说,如在自图7顶部开始的第三行所示,首先发送同步模式(SYNC),并且然后发送UND。

相比之下,在发送器100中,交织器116将同步模式(SYNC)分解,以便在UND之间进行扩展,如自图7顶部开始的第四行所示。在这种情况下,同步模式(SYNC)基本上均匀地扩展。也就是说,交织器116将发送数据重新排列,使得发送数据QD的接收器侧已知的部分在发送数据中更均匀地扩展。

在图7的示例中,同步模式(SYNC)为13个八位字节的信息,并且UND为6个八位字节的信息。当每八位字节分解13个八位字节的同步模式(SYNC)以获得SYNC0至SYNC12,并且每八位字节分解UND的6个八位字节以获得UND0至UND5时,交织器116按照以下顺序将这些数据重新排列项。

SYNC0、SYNC1、UND0、SYNC2、SYNC3、UND1、…、UND5、SYNC12

当通过以这种方式在整个帧上进行扩展来发送接收器已知的同步模式时,接收该信号的接收器可以准确地估计发送载波在各个短帧中的频率和初始相位。因此,即使连续发送持续时间短,接收器也能够以高的灵敏度接收信号。

自图7顶部开始的第五行示出重新排列的发送数据QD的示例。交织器116将以这种方式重新排列的发送数据QD供应给乘法器118。

Gold码生成器117包括两个M序列(最大序列)生成器,并且生成长度为256比特(256个码片)的伪随机数序列。例如,Gold码发生器117生成长度为256比特的预定模式的比特流作为伪随机数序列。伪随机数序列可以为任选序列,并且其数据长度为任选的。Gold码发生器117将伪随机数序列供应给乘法器118。

乘法器118通过将从交织器116供应的重新排列的发送数据QD和从Gold码发生器117供应的伪随机数序列相乘来生成伪随机数序列PN。也就是说,乘法器118将伪随机数序列分配给发送数据QD的各个比特,以从各个发送分组生成38400比特(152比特x 256个码片)的伪随机数序列PN。

在这种情况下,分配给发送数据QD的值为“0”的比特(QD=0)的伪随机数序列的比特值与分配给发送数据QD的值为“1”的比特(QD=1)的伪随机数序列的比特值相反。也就是说,例如,乘法器118将伪随机数序列分配给发送数据QD的值为“0”的比特(QD=0),并且将具有相反比特值的伪随机数序列分配给发送数据QD的值为“1”的比特(QD=1)。更具体地,例如,如图7的底部所示,乘法器118将伪随机数序列“1101000110100…...1001”分配给发送数据QD的值为“1”的比特(QD=1),并且将伪随机数序列“0010111001011......0110”分配给发送数据QD的值为“0”的比特(QD=0)。

在该伪随机数序列PN中,类似于图2的示例,扩展因子为256,并且类似于图2的示例,码片速率Δ为5μs。乘法器118将以这种方式生成的伪随机数序列PN供应给乘法器120。

载波振荡器119使用于无线发送的载波频率振荡,并且将载波频率供应给乘法器120。乘法器120通过根据伪随机数序列PN调制载波频率的极性来进行作为DSSS方案的BPSK调制。

也就是说,调制载波频率的极性,使得当伪随机数序列PN为“1”时载波相位变为π,并且当伪随机数序列PN为“0”时载波相位变为-π(极性反转)。

乘法器120将调制结果作为调制信号CM供应给带通滤波器(BPF)121。

以这种方式极性反转的调制信号CM在宽频率分量上扩展,因为调制信号在切换点处突然改变。如果调制信号按原样无线地发送,则调制信号可影响类似频带的无线电通信。

因此,带通滤波器121将调制信号CM的频率分量限制在载波频率附近。带通滤波器121将以这种方式限制频带的调制信号CM作为发送信号TX供应给放大器122。

放大器122放大所供应的发送信号TX,并且将发送信号TX作为无线电波(无线电信号)从天线123辐射。也就是说,放大器122经由天线123将放大的发送信号TX作为无线电信号发送。

通过这样做,在接收器已知的同步模式(SYNC)大致均匀地扩展的状态下,从天线123将发送帧作为0.2秒或更短的帧发送。因此,发送器100可以抑制接收器灵敏度的降低。

换句话说,发送器100可以将无线电信号发送到更远的距离,同时抑制整个装置的功耗的增加。因此,当使用该发送器100时,可以更容易地实现用于发送通过安装在诸如山区(例如,在其中人难以自己观测气象数据,并且难以准备到在山脚下的市区(例如,在诸如大学研究设施或数据中心的设施中)的大型外部电源)的地方的气象观测装置31获得的气象观测数据的系统。

<发送处理的流程>

接下来,将参考图8的流程图描述在具有上述配置的发送器100中执行的发送处理的流程的示例。当输入发送数据(例如,气象观测数据)时,发送器100开始发送处理。

当发送处理开始时,CRC附加器111在步骤S101中将循环冗余校验码(CRC)附加到发送数据(有效载荷)。

在步骤S102中,同步信号发生器112生成预定的同步模式(接收器已知),并且选择器113将同步模式附加到发送数据,以生成对应于一帧的发送数据QD。

在步骤S103中,寄存器115在帧计数器114的计数值变为“0”的时间点存储在步骤S102中生成的对应于一帧的发送数据QD。

在步骤S104中,帧计数器114对保持在寄存器115中的对应于一帧的发送数据QD的发送次数进行计数。

在步骤S105中,交织器116读取对应于保持在寄存器115中的一帧的发送数据QD。

在步骤S106中,交织器116划分发送数据QD的UND和同步模式,并且重新排列发送数据QD,使得同步模式被更均匀地扩展。

在步骤S107中,Gold码发生器117生成预定的伪随机数序列。

在步骤S108中,乘法器118将伪随机数序列乘以重新排列的发送数据QD,以生成伪随机数序列PN。

在步骤S109中,载波振荡器119生成载波信号。

在步骤S110中,乘法器120根据伪随机数序列PN调制载波信号的极性以生成调制信号。

在步骤S111中,带通滤波器121将调制信号的频率限制在载波频率附近以生成发送信号TX。

在步骤S112中,放大器122放大发送信号TX,并且经由天线123将发送信号TX作为无线电信号发送。

各个步骤的处理可以按照任选的顺序执行,并且可以并行执行,并且可以根据需要重复执行。当连续输入发送数据时,对各个帧重复执行发送处理的各个处理。

通过执行上述发送处理,发送器100可以通过基本均匀地扩展接收器已知的同步模式(SYNC)来将发送帧作为0.2秒或更短的帧发送,并且可以抑制接收器灵敏度的降低。

尽管已经描述了发送器100执行BPSK调制,但是相移量为任选的,并且本技术不限于此。例如,发送器100可以执行QPSK(正交相移键控)调制。在QPSK调制的情况下,相移量为π/2,并且载波具有0、π/2、π、3π/2的四个相位。在这种情况下,发送器100的Gold码生成器117可以生成使发送数据流QD移位四个相位的伪随机数序列,并且乘法器118可以将伪随机数序列乘以发送数据流QD以生成根据QPSK调制(正交相移键控)调制载波频率的伪随机数序列PN。

由发送器100发送的数据为任选的,并且不限于气象观测数据。也就是说,发送器100可以应用于任选的系统,并且可以应用于除观测气象数据的系统之外的系统。

此外,尽管已经描述了发送器100将发送信号TX作为无线电信号发送,但是发送器100可以经由任选的有线通信介质发送所述发送信号TX。

<2.第二实施例>

<发送信号TX的接收>

为使接收器接收作为0.2秒或更短的帧发送的发送信号TX,同时基本均匀地扩展接收器已知的同步模式(SYNC),首先,接收器接收用于发送重新排列的发送数据的发送信号,使得发送数据的已知部分在发送数据中更均匀地扩展。随后,接收器检测作为所接收的发送信号的接收信号的帧中的每个的报头位置,计算在其中检测到报头位置的接收信号的各个帧中的预定参数,使用所计算的参数校正接收信号的各个帧,并且对接收信号的各个校正帧进行积分。最后,接收器从集成的接收信号中解码发送数据。

通过这样做,可以接收和解码最大连续发送持续时间短的发送信号TX。因此,可以构建针对干扰稳健的收发器系统。此外,可以在不超过由无线电法案定义的最大发送持续时间的规定的情况下提高有效SNR。进一步地,即使当在帧中发生相位波动时,也可以最优地校正相位和频率。因此,例如,即使接收信号嵌入噪声中,也可以正确地解码比常规信号弱的接收信号。也就是说,可以抑制接收器灵敏度的降低。

可以从接收信号中提取已知的同步模式以生成已知的扩展码。可以对已知的扩展码进行快速傅里叶变换以获得复数频谱。可以对接收信号进行快速傅立叶变换以获得复数接收信号频谱。可以对复数频谱和复数接收信号频谱执行快速傅里叶逆变换,以获得互相关值。可以计算预定周期中的互相关值。互相关值的峰值作为帧的报头位置被检测。

此外,可以从最大值开始按照下降的数量级检测对应于预定数量的帧的预定数量的值作为互相关值的峰值。

此外,可以针对各个预定时间块计算接收信号的频率校正值和接收信号的初始相位作为参数。在这种情况下,可以使用计算的频率校正值针对各个时间块校正接收信号的频率,并且可以使用计算的初始相位校正接收信号的初始相位。

进一步地,可以针对各个预定时间块计算指示接收信号和已知同步模式之间的相关性的互相关值作为参数。在这种情况下,可以使用计算的互相关值作为时间块的加权因子来对校正的接收信号的各个帧进行积分。

在发送信号中,可以根据二进制相移键控来调制载波信号的相位,并且可以根据正交相移键控来调制载波信号的相位。

此外,发送数据的未知部分可以包括发送目标信息和信息的循环冗余校验码,并且可以使用循环冗余校验码来确定发送数据中包括的发送目标信息中的错误。

<接收器>

图9是示出接收器的主要配置的示例的图表,该接收器为应用本技术的信号处理装置的示例。图9所示的接收器200为接收和解调从图5的发送器100发送的发送信号TX的装置,以获得例如气象观测数据(诸如温度、日照、降水、风向和风速)等。接收器200安装在例如山脚下的市区中(例如,在诸如大学研究设施或数据中心的设施中),以便接收从安装在山区等的发送器100发送的无线电信号(即,从长距离发送的无线电信号)。

如图9所示,接收器200包括天线211、低噪声放大器212、带通滤波器(BPF)213、载波振荡器214、乘法器215、90度移位器216、乘法器217、A/D转换器218、存储器219和CPU 220。

低噪声放大器212经由天线211接收无线电信号(发送信号TX),放大接收信号,并将接收信号供应给带通滤波器213。

带通滤波器213从接收信号中去除不必要的频率分量,并将接收信号供应给乘法器215和217。

载波振荡器214生成具有用于信号发送和接收的预定载波频率的信号。例如,当要接收在920MHz频带中发送的信号时,载波振荡器214以920MHz的频率振荡。载波振荡器214将振荡信号(载波信号)供应给乘法器215和90度移位器216。

乘法器215将从带通滤波器213供应的接收信号和从载波振荡器214供应的载波信号相乘,以生成基带的同相信号(I信号)。乘法器215将I信号供应给A/D转换器218。

90度移位器216将从载波振荡器214供应的载波信号的相位移位90°。90度移位器216将相移后的载波信号供应给乘法器217。

乘法器217将从带通滤波器213供应的接收信号和从90度移位器216供应的相位被移位90°的载波信号相乘,以生成基带的正交信号(Q信号)。乘法器215将Q信号供应给A/D转换器218。

A/D转换器218分别将所供应的模拟I信号和Q信号进行A/D转换为数字数据,将数字数据供应给存储器219,并将其存储在存储器219中。A/D转换器218的转换速率需要超过用于发送信号的码片速率。例如,当以200K/s的码片速率和5μs的Δ发送信号时,A/D转换器218需要以至少200KHz的转换速率执行A/D转换。

存储器219具有预定的存储介质,获取从A/D转换器218供应的I信号和Q信号的数字数据,并将数字数据存储在存储介质中。该存储介质可以为任选的介质,并且例如可以为半导体存储器、磁记录介质诸如硬盘和其他存储介质。当A/D转换器218以8比特精度和2X转换速率(400KHz)执行A/D转换达30秒时,24兆字节的I信号和Q信号的数字数据被存储在存储器219中。

CPU 220读取存储在存储器219中的I信号和Q信号的数字数据,并对该数字数据进行解码以重建气象观测数据TM。CPU 220输出重建的气象观测数据TM。

通过这样做,接收器200可以接收和解码由发送器100发送的发送信号。也就是说,接收器200可以接收作为0.2秒或更短的帧发送的发送帧,其中已知的同步模式(SYNC)基本上均匀地扩展,并且正确地解码发送帧,以获得气象观测数据TM。因此,接收器200可以抑制接收器灵敏度的降低。

换言之,接收器200可以向更远的距离发送无线电信号同时抑制整个设备的功耗的增加。因此,在采用该接收器200时,可以更容易地实现用于发送通过安装在诸如山区(例如,在其中人难以自己观测气象数据,并且难以准备到在山脚下的市区(例如,在诸如大学研究设施或数据中心的设施中)的大型外部电源)的地方的气象观测装置31获得的气象观测数据的系统。

<接收处理的流程>

接下来,将参考图10的流程图描述由具有上述配置的接收器200执行的接收处理的流程的示例。

当接收处理开始时,在步骤S201中,接收器200的低噪声放大器212经由天线211接收无线电信号(发送信号TX)。

在步骤S202中,低噪声放大器212放大作为在步骤S201中接收的无线电信号的接收信号。

在步骤S203中,带通滤波器213从在步骤S202中放大的接收信号中去除不必要的频率分量。

在步骤S204中,载波振荡器214以预定频率振荡以生成载波信号。

在步骤S205中,乘法器215将载波信号乘以接收信号以生成I信号。

在步骤S206中,90度移位器216将载波信号的相位移位90°。乘法器217将相位移位90°的载波信号乘以接收信号以生成Q信号。

在步骤S207中,A/D转换器218对在步骤S205中生成的I信号和在步骤S206中生成的Q信号进行A/D转换。

在步骤S208中,存储器219存储在步骤S208中生成的I信号的数字数据和Q信号的数字数据。

在步骤S209中,CPU 220从存储器219读取I信号的数字数据和Q信号的数字数据,并且对数字数据执行解码运算处理以解码数字数据。

当已经对所有帧完成接收处理时,接收处理结束。

<解码运算处理的流程>

接下来,将参考图11的流程图描述在图10的步骤S209中执行的解码运算处理的流程的示例。

当解码运算处理开始时,CPU 220在步骤S221中校正载波频率。载波振荡器214的振荡频率可以根据环境温度而略微变化。因此,CPU 220测量环境温度,预测载波频率的轻微变化,并且校正载波频率。

例如,当从环境温度估计的频率变化为ε时,CPU 220执行以下公式(1)和公式(2)的操作以校正I信号和Q信号中的频率变化。

[数学式1]

I′(t)=I(t)xcos(2πεt)-Q(t)xsin(2πεt)…(1)

[数学式2]

Q′(t)=I(t)xsin(2πεt)+Q(t)xcos(2πεt)…(2)

在公式(1)中,I'(t)为校正的I信号在时间t时的采样值。在公式(2)中,Q'(t)为校正的Q信号在时间t时的采样值。

在步骤S222中,CPU 220执行帧报头位置检测处理,以检测100帧的报头位置。

在步骤S223中,CPU 220从在步骤S222中检测到的帧报头位置对对应于一帧的接收信号(I信号和Q信号)限幅。检测到的帧的数量被设置为n。

在步骤S224中,CPU 220执行参数计算处理,以计算在步骤S223中限幅的I信号和Q信号与同步信号(SYNC)之间的相关值β(n)。此外,CPU 220计算使相关值β(n)最大化的频率校正值γ(n)和初始相位θ(n)。

在步骤S225中,CPU 220使用在步骤S224中计算的频率校正值γ(n)和初始相位θ(n)来校正接收信号的频率和初始相位。

在步骤S226中,CPU 220将在步骤S225中校正的接收信号添加到帧数据。在这种情况下,CPU 220使用相关值β(n)作为加权因子对要添加的接收信号应用加权。

在步骤S227中,CPU 220确定是否已经对100帧完成上述处理。当确定存在未处理的帧时,流程返回到步骤S222,并且重复地执行后续处理。对每个帧执行步骤S222至S227的各个处理,并且当在步骤S227中确定已处理了所有帧时,流程进行到步骤S228。

在步骤S228中,CPU 220通过将Gold码乘以添加的帧数据,并且对帧数据进行积分来进行解码处理,以对帧数据解扩并重建气象观测数据TM。

在步骤S229中,CPU 220通过执行CRC操作来执行错误确定处理。

在步骤S230中,除非在步骤S229的错误确定处理中检测到错误,否则CPU 220输出气象观测数据TM作为解码数据。

当步骤S230的处理结束时,解码运算处理结束,并且流程返回到图10。

<帧报头位置检测处理的流程>

接下来,将参考图12的流程图描述在图11的步骤S222中执行的帧位置检测处理的流程的示例。

在此,当接收信号电平低时,所发送的信号被嵌入噪声中,并且根据常规方法难以找到帧报头位置。因此,CPU 220使用在整个帧上扩展的已知同步模式(SYNC)来检测帧报头位置。

当帧位置检测处理开始时,CPU 220产生在步骤S251中去除了同步模式(SYNC)的已知同步波形。也就是说,CPU 220分别将对应于发送数据QD的同步模式(SYNC)的比特“0”和“1”替换为“+1”和“-1”。此外,CPU 220将对应于发送数据QD的UND的所有比特改变为零。

在步骤S252中,CPU 220使Gold码倍增(multiply)以产生已知的扩展码ref(t,n)。

在步骤S253中,CPU 220对已知的扩展码ref(t,n)执行快速傅里叶变换(FFT)以获得R(k,n)。

在步骤S254中,CPU 220对I信号和Q信号(I'(t),Q'(t))执行快速傅里叶变换,以获得复数接收信号频谱S(k)。在此,R(k)和S(k)均为复数频谱。

在步骤S255中,CPU 220设置轻微的频移ζ并将复数频谱乘以频移以获得互相关值c(t,ζ)。使用如下公式(3)中的快速傅里叶逆变换(IFFT)能获得该总相关值。

[数学式3]

S*(k)为S(k)的复数共轭分量。

在此,需要使用上述公式(1)和公式(2)来计算频移ζ,这会引起相当长的周期。然而,FFT和IFFT的使用使得频移的计算能够用排列的读出位置的偏移来替换。因此,公式(3)的计算以高速执行。此外,S(k)为已经通过带通滤波器的信号。因此,如果频率在预定限制频率范围之外,则公式(3)中的(R(k-ζ)和S*(k))相乘的结果就变为零。因此,可以高速执行式(3)的计算。

因此,通过使用快速傅里叶变换(FFT)和快速傅立叶逆变换(IFFT),CPU 220可以以更高的速度进行相关运算。

轻微的频移ζ可以根据帧报头位置而改变。因此,在步骤S256中,CPU 220通过将c(t,ζ)的绝对值相加同时顺序地移位轻微偏移ζ的值,来计算在时间t时的互相关值α(t),如在下面的公式(4)中那样。

[数学式4]

图13为示出通过以这种方式进行计算所获得的α(t)的曲线图的示例的图表。可以理解,在12秒的绘制周期中基本上周期性地(每隔0.3秒)出现峰值。这些峰值位置为帧的报头位置。此外,可以理解,峰值并非恒定的,而是随时间极大地变化。各种原因诸如收发器的载波振荡器的衰减或相位旋转可以被认为是此变化的原因。

图13示出当SNR相对令人满意时的曲线图示例,并且可以容易地识别α(t)的峰值位置。然而,当通信电场强度低时,由于α(t)的振幅减小并且嵌入噪声中,所以可能难以清楚地找到峰值位置,这与图13的示例不同。

在步骤S257中,CPU 220通过执行峰值检测处理来检测帧报头位置,以找到互相关值α(t)的峰值。在此,第n帧的互相关值被定义为β(n)。当α(t)达到其峰值的时间为tn时,α(t)和β(n)之间的关系可以表示为下面的公式(5)。

[数学式5]

β(n)=α(tn)…(5)

图14为示出通过以这种方式进行计算所获得的β(n)的曲线图的示例的图表。在图14的示例中,大约每隔0.3秒就发现帧报头位置。此外,根据无线电波的条件,峰值不出现(即,未发现帧报头位置)。

当步骤S257的处理结束时,帧报头位置检测处理结束,并且流程返回到图11。

<峰值检测处理的流程>

接下来,将参考图15的流程图描述在图12的步骤S257中执行的峰值检测处理的流程的示例。

当峰值检测处理开始时,CPU 220在步骤S271中将帧计数器n的值初始化为零。

在步骤S272中,CPU 220不屏蔽整个30秒的时间区域。屏蔽区域为不进行稍后描述的峰值检测的时间区域。

在步骤S273中,CPU 220检测在未被屏蔽的整个时间区域中的互相关值α(t)的最大值。图17示出如何检测最大值的示例。互相关值α(t)达到其最大值的时间为被认为是帧的报头位置的时间。

因此,在步骤S274中,CPU 220将该时间存储为tn。此外,CPU 220通过设置β(n)=α(tn)来存储相关值的峰值。也就是说,CPU 220设置互相关值β(n)和峰值时间tn。

如果所检测的峰值位置为帧的报头位置,则在0.2秒之前和之后的周期中不存在另一帧。

在步骤S275中,CPU 220屏蔽位于在步骤S273中所检测的峰值之前和之后0.2秒的时间区域。图18示出如何屏蔽时间区域的示例。

随后,在步骤S276中,CPU 220通过将帧计数器n的值加“1”来更新帧计数器n。

在步骤S277中,CPU 220确定帧计数器的值是否已经达到“100”。也就是说,CPU 220确定是否已经对所有目标帧完成峰值检测处理。

当确定计数值还未达到100并且还没有对所有目标帧完成峰值检测处理时,流程返回到步骤S273,并且重复执行后续处理。也就是说,检测最大值。在这种情况下,已经找到帧报头位置的时间区域通过步骤S275的处理被屏蔽。因此,CPU 220检测除屏蔽时间区域之外的时间区域中的最大值,如图18至图21所示。

当重复执行最大值检测处理并且在步骤S277中确定已经找到预定数量(100)的峰值时,流程进行到步骤S278。

通过上述处理,存储在β(n)中的值以α(tn)的峰值的降序排列。因此,在步骤S278中,CPU 220按照已经出现峰值的时间顺序重新排列存储在β(n)中的值。

当步骤S278的处理结束时,峰值检测处理结束,并且流程返回到图12。

以这种方式,通过以峰值的降序找到帧报头位置,即使当SNR低时,CPU 220也可以更准确地找到帧报头位置。

<参数计算处理的流程>

接下来,将参考图22的流程图描述在图11的步骤S224中执行的参数计算处理的流程的示例。

当参数计算处理开始时,CPU 220在步骤S291中相对于针对每个帧限幅的I信号和Q信号临时设置频移γ(n)的值。例如,CPU 220从-50Hz到+50Hz以5Hz的步长设置临时值γ。

在步骤S292中,CPU 220临时设置初始相位θ(n)的值。例如,CPU 220从-180°到+160°以20°的步长设置临时值θ。

在步骤S293中,CPU 220仅基于在步骤S291中设置的临时频移γ和在步骤S292中设置的临时初始相位θ计算在限幅的I信号和Q信号与同步部分的已知扩展码ref(t,n)之间的相关值ε(γ,θ)。

在步骤S294中,CPU 220计算相关值ε(γ,θ)的峰值,以获得β2(n)。此外,CPU 220计算相关值ε(γ,θ)达到其峰值的γ和θ的值作为频率校正值γ(n)和初始相位θ(n)。

在步骤S295中,CPU 220确定是否已对初始相位θ的所有区域执行处理。当确定存在未处理区域时,流程返回到步骤S292,并且重复执行后续处理。当已经重复执行步骤S292至S295的处理,并且在步骤S295中确定已对初始相位θ的所有区域执行了处理时,流程进行到步骤S296。

在步骤S296中,CPU 220确定是否已对频移γ的所有区域执行处理。当确定存在未处理区域时,流程返回到步骤S291,并且重复执行后续处理。当重复执行步骤S291至S296的步骤并且在步骤S296中确定已对频率偏移γ的所有区域执行处理时,流程进行到步骤S297。

在步骤S297中,CPU 220将相关值ε达到其峰值的各个参数的值确定为相关值β(n)、频率校正值γ(n)和初始相位θ(n)。

当步骤S297的处理结束时,参数计算处理结束,并且流程返回到图11。

通过上述处理获得的三个值β2(n)、γ(n)和θ(n)为信号与已知扩展码ref(t,n)之间的相关值达到其最大值的值。

图23的上侧的曲线示出通过实验观测到的0.2秒的帧中的相位变化的示例。在图23中,尽管提取和显示了帧5至帧8,但是其相位和频率略微改变。通过以上述方式执行参数计算处理,CPU 220可以在此波动相位中获得最接近相位变化的直线,如图23的下侧所示。

在图23下侧的曲线中,直线中的每条的倾斜度对应于γ(n),并且初始相位对应于θ(n)。此外,相关值β2(n)随相位波动和近似直线之间的相关性而改变。

各个步骤的处理可以以任选顺序执行,并且可以并行执行,并且可以根据需要重复执行。

如上所述,通过使用发送器100或接收器200,可以缩短最大连续发送持续时间。例如,当在920MHz频带中将最大连续发送持续时间设置为0.2秒时,由于可以在从许多频率信道中选择频率信道的同时发送数据,所以可以构建针对干扰更稳健的收发器系统。此外,通过对多个短帧进行积分,可以在不超过由无线电法案定义的最大发送持续时间的情况下提高有效SNR。在这种情况下,由于同步信号在整个帧上扩展,所以即使当在帧中发生相位波动时,也可以更适当地校正相位和频率。因此,接收器200可以解码例如由于信号被嵌入噪声中而难以用常规方法更正确地解码的弱的接收信号。

此外,当对多个帧进行积分时,使相关系数β(n)倍增作为加权因子对帧进行积分。因此,即使当一些帧丢失,在一些帧中出现大的相位波动,或者在一些帧中检测到错误时,但由于相关系数β(n)的值减小,所以接收器200仍可以减轻影响以更正确地解码数据。

图24示出应用本技术的发送器100和接收器200发送和接收的数据的解码结果的星座图。如图24所示,由于根据BPSK调制使两个点分离,所以这意指数据已被正确地解码。

尽管已经描述了发送100次0.2秒的帧达30秒的示例,但是这些值为示例,并且本技术不限于该示例。例如,可以根据需要改变所发送的帧的数量。此外,接收器200可以向发送器100返回ACK信息(确认信息),并且可以在返回ACK信息时停止发送帧。

此外,尽管已经描述了在100帧中发送的发送信号相同,但是本技术不限于该示例。例如,当可以在发送和接收中指定帧编号时,可以每个帧编号改变Gold序列(扩展序列)。

此外,尽管已经描述了检测到所发送的全部100帧,但是本技术不限于此。例如,考虑到噪声的影响,可以在100帧中检测到98个帧。

尽管已经描述了由接收器200接收的无线电信号(发送信号TX)根据BPSK调制进行调制,但是相移量是任选的,并且本技术不限于此。例如,可以根据QPSK(正交相移键控)调制来调制无线电信号。在这种情况下,接收器200可以生成与发送器100相同的伪随机数序列,并且可以使用伪随机数序列对无线电信号进行解码。

由接收器200接收的数据为任选的,并且不限于气象观测数据。也就是说,接收器200可以应用于任选的系统,并且可以应用于除观测气象数据的系统之外的系统。

进一步地,尽管已经描述了接收器200接收发送信号TX作为无线电信号,但是接收器200可以接收经由任选的有线通信介质发送的发送信号TX。

<3.第三实施例>

<计算机>

上述一系列处理可以由硬件执行或者可以由软件执行。当通过软件执行所述一系列处理时,构成软件的程序被安装在计算机中。计算机的示例包括例如集成到专用硬件中的计算机和通用个人计算机,它们可以通过安装各种程序来执行各种功能。

图25为示出通过程序执行上述一系列处理的计算机的示例性硬件配置的方框图。

在图25所示的计算机600中,中央处理单元(CPU)611、只读存储器(ROM)612和随机存取存储器(RAM)613经由总线614彼此连接。

输入/输出接口620也连接到总线614。输入/输出接口620连接到输入单元621、输出单元622、存储单元623、通信单元624和驱动器625。

输入单元621包括例如键盘、鼠标、麦克风、触摸面板、输入端等。输出单元622包括例如显示器、扬声器、输出端等。存储单元623包括例如硬盘、RAM盘、非易失性存储器等。通信单元624包括例如网络接口。驱动器625驱动可移除介质631,诸如磁盘、光盘、磁光盘或半导体存储器。

在具有此配置的计算机中,CPU 611经由输入/输出接口620和总线614将存储在存储单元623中的程序加载到RAM 613中并执行该程序,由此执行上述系列的处理。CPU 611执行各种处理所需的数据等也适当地存储在RAM 613中。

由计算机(CPU 611)执行的程序可以通过例如记录在作为封装介质等的可移除介质631上来提供。在这种情况下,可以通过将可移除介质631附接到驱动器625,经由输入/输出接口620将程序安装到存储单元623中。

此外,可以经由有线或无线发送介质诸如局域网、因特网、数字卫星广播来提供程序。在这种情况下,程序可以由通信单元624接收并安装在存储单元623中。

另外,程序可以预先安装在ROM 612或存储单元623中。

由计算机执行的程序可以为根据本说明书中描述的过程以时间顺序方式执行处理的程序,并且可以为以并行方式或者在诸如响应于调用的必要时间执行处理的程序。

在此,在本说明书中,描述记录在记录介质中的程序的步骤不仅包括根据所述过程以时间顺序方式执行的处理,而且包括并行和/或单独执行的处理,即使不一定以时间顺序方式执行。

此外,可以在各个装置或除各个装置之外的任选装置中执行各个步骤的处理。在这种情况下,执行处理的装置可以具有执行处理所需的功能(功能块等)。此外,可以将该处理所需的信息适当地发送到装置。

在本说明书中提到的系统意指多个组成元件(装置,模块(组件)等)的集合,并且不限于所有构成元件安置在同一壳体中的配置。因此,容纳在分离壳体中并且经由网络连接的多个装置和多个模块容纳在一个壳体中的一个装置也是系统。

在上述描述中,被描述为一个设备(或处理器)的配置可以被分为多个设备(或处理器)。另选地,被描述为多个设备(或处理器)的配置可以被集成到单个设备(或处理器)中。此外,在上述每个设备(或每个处理器)的配置中可以包括除以上讨论的配置之外的配置。如果系统的配置和操作作为整体基本上相同,则可以将设备(或处理器)的配置的一部分添加到另一设备(或另一处理器)的配置。

虽然已经参考附图详细描述了本公开的优选实施例,但是本公开不限于这些实施例。本领域技术人员将容易地理解,在不脱离如权利要求中所描述的技术精神的情况下,可以对实施例进行各种修改和变化。因此,所有此类修改和变化均旨在包括在如权利要求中所限定的本公开的范围内。

例如,本技术可以在云计算结构中实现,其中一种功能经由网络在多个装置之间共享,并且由多个装置协作地执行处理。

参考流程图描述的各个步骤可以由一个装置执行,并且可以由多个装置共享。

进一步地,当一个步骤包括多个处理时,包括在一个步骤中的多个处理可以由一个装置执行,并且可以由多个装置共享。

本技术不限于此。例如,本技术还可以实现为安装在此装置上的任何配置或者构成此系统的装置,诸如例如用作系统大规模集成(LSI)等的处理器,使用多个处理器等的模块,使用多个模块等的单元,将其他功能进一步添加到所述单元的集合等(即,所述装置的一部分的配置)。

本技术可以被配置如下。

(1)一种信号处理装置,包括:

重新排列单元,重新排列发送数据,使得所述发送数据的接收器侧已知的部分在所述发送数据中更均匀地扩展;

调制单元,使用由所述重新排列单元重新排列的所述发送数据来调制载波信号的相位;以及

发送单元,发送作为所述载波信号的发送信号,所述载波信号的所述相位由所述调制单元调制。

(2)根据(1)所述的信号处理装置,其中,

所述重新排列单元将所述发送数据的所述接收器侧已知的部分和所述发送数据的所述接收器侧未知的部分划分成多个部分,并且重新排列发送数据,使得所述划分的已知部分的各个部分数据项和所述划分的未知部分的各个部分数据项交替排列。

(3)根据(2)所述的信号处理装置,其中,

所述发送数据包括所述接收器侧已知的13个八位字节的一部分和所述接收器侧未知的6个八位字节的一部分,

所述重新排列单元将所述接收器侧已知的所述部分每两个八位字节进行划分,并且将所述接收器侧未知的所述部分每八位字节进行划分,并且重新排列所述发送数据,使得两个八位字节的所述已知部分的所述部分数据和一个八位字节的所述未知部分的所述部分数据交替排列。

(4)根据(1)至(3)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述发送数据的所述接收器侧未知的所述部分包括发送目标信号,并且所述发送数据的所述接收器侧已知的所述部分包括附加到所述发送目标信息的预定同步模式。

(5)根据(4)所述的信号处理装置,其中,

所述发送数据的所述接收器侧部分未知的部分进一步包括所述发送目标信息的循环冗余校验码。

(6)根据(1)至(5)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述调制单元使用由所述重新排列单元重新排列的所述发送数据根据二进制相移键控调制来调制所述载波信号的所述相位。

(7)根据(1)至(6)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述调制单元使用由所述重新排列单元重新排列的所述发送数据根据正交相移键控调制来调制所述载波信号的所述相位。

(8)根据(1)至(7)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述重新排列单元重新排列所述相同发送数据多次,

每当所述重新排列单元重新排列所述发送数据时,所述调制单元调制所述载波信号的所述相位,以及

每当所述调制单元调制所述载波信号的所述相位时,所述发送单元发送所述发送信号。

(9)一种信号处理方法,包括:

重新排列发送数据,使得所述发送数据的接收器侧已知的部分在所述发送数据中更均匀地扩展;

使用所述重新排列的发送数据调制载波信号的相位;以及发送作为所述载波信号的发送信号,所述载波信号的所述相位被调制。

(10)一种用于使计算机用作以下各项的程序:

重新排列单元,重新排列所述发送数据使得所述发送数据的接收器侧已知的部分在所述发送数据中更均匀地扩散;

调制单元,使用由所述重新排列单元重新排列的所述发送数据调制载波信号的相位;以及

发送单元,发送作为所述载波信号的发送信号,所述载波信号的所述相位由所述调制单元调制。

(11)一种信号处理装置,包括:

接收单元,接收用于发送重新排列的发送数据的发送信号,使得所述发送数据的已知部分在所述发送数据中更均匀地扩展;

检测单元,检测接收信号的帧中的每个的报头位置,所述接收信号作为由所述接收单元接收的所述发送信号;

参数计算单元,计算所述接收信号的各个帧的预定参数,所述各个帧的所述报头位置由所述检测单元检测;

校正单元,使用由所述参数计算单元计算的参数来校正所述接收信号的所述各个帧;

积分单元,对由所述校正单元校正的所述接收信号的所述各个帧进行积分;以及

解码单元,从由所述积分单元积分的所述接收信号对所述发送数据进行解码。

(12)根据(11)所述的信号处理装置,其中,

所述检测单元被配置为:

从所述接收信号提取已知的同步模式;

生成已知的扩展码;

对所述已知扩展码进行快速傅立叶变换,以获得复数频谱;

对所述接收信号进行快速傅立叶变换,以获得复数接收信号频谱;

对所述复数频谱和所述复数接收信号频谱进行快速傅立叶逆变换,以获得互相关值;

计算预定周期中的互相关值;以及

将所述互相关值的峰值检测为所述帧的所述报头位置。

(13)根据(12)所述的信号处理装置,其中:

所述检测单元从最大值开始按照下降的数量级检测对应于预定数量的帧的预定数量的值作为所述互相关值的峰值。

(14)根据(11)至(13)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述参数计算单元计算在各个预定时间块中的所述接收信号的频率校正值和所述接收信号的初始相位作为参数,以及

所述校正单元使用由所述参数计算单元计算的在所述各个时间块中的所述频率校正值来校正所述接收信号的频率,并且使用由所述参数计算单元计算的在所述各个时间块中的所述初始相位来校正所述接收信号的初始相位。

(15)根据(11)至(14)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述参数计算单元计算在各个预定时间块中的指示所述接收信号与已知同步模式之间的相关性的互相关值作为所述参数,以及,

所述积分单元使用由所述参数计算单元计算的所述互相关值作为所述时间块的加权因子对由所述校正单元校正的所述接收信号的所述各个帧进行积分。

(16)根据(11)至(15)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述发送信号具有载波信号,所述载波信号的所述相位根据二进制相移键控调制进行调制。

(17)根据(11)至(16)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述发送信号具有载波信号,所述载波信号的所述相位根据正交相移键控调制进行调制。

(18)根据(11)至(17)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述发送数据的未知部分包括发送目标信息和所述信息的循环冗余校验码,以及

所述解码单元使用所述循环冗余校验码来确定在所述发送数据中包括的所述发送目标信息中的错误的存在。

(19)一种信号处理方法,包括:

接收用于发送重新排列的发送数据的发送信号,使得所述发送数据的已知部分在所述发送数据中更均匀地扩展;

检测接收信号的帧中的每个的报头位置,所述接收信号作为所接收的发送信号;

计算所述接收信号的各个帧的预定参数,其中各个帧的所述报头位置由所述检测单元检测;

使用所计算的参数来校正所述接收信号的所述各个帧;

对所述接收信号的所述校正的各个帧进行积分;以及

从所述积分的接收信号对所述发送数据进行解码。

(20)一种用于使计算机用作以下各项的程序:

接收单元,接收用于发送重新排列的发送数据的发送信号,使得所述发送数据的已知部分在所述发送数据中更均匀地扩展;

检测单元,检测接收信号的帧中的每个的报头位置,所述接收信号为由所述接收单元接收的所述发送信号;

参数计算单元,计算所述接收信号的各个帧的预定参数,所述各个帧的所述报头位置由所述检测单元检测;

校正单元,使用由所述参数计算单元计算的所述参数校正所述接收信号的所述各个帧;

积分单元,对由所述校正单元校正的所述接收信号的所述各个帧进行积分;以及

解码单元,从由所述积分单元积分的所述接收信号对所述发送数据进行解码。

(21)一种信号处理装置,包括:

重新排列单元,重新排列发送数据,使得所述发送数据的可预测部分在所述发送数据中更均匀地扩展,所述可预测部分包括可由接收器侧预测的信息;

调制单元,基于所述重新排列的发送数据通过对载波信号的相位进行调制生成调制信号;以及

发送单元,基于所调制的信号对发送信号进行发送。

(22)根据(21)所述的信号处理装置,其中,

所述重新排列单元将所述发送数据的所述可预测部分划分成多个部分,并且将所述发送数据的剩余部分划分成多个部分,并且重新排列所述发送数据,使得所述重新排列的发送数据在所述可预测部分的所述多个部分中的一个与所述剩余部分的所述多个部分中的一个之间交替。

(23)根据(21)和(22)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述发送数据的所述可预测部分包括可由所述接收器侧预测的13个八位字节,并且所述发送数据的所述剩余部分包括不可由所述接收器侧预测的6个八位字节,以及

所述重新排列单元每两个八位字节将所述可预测部分划分成多个部分,并且每八位字节将所述剩余部分划分成多个部分,并且重新排列所述发送数据,使得所述重新排列的发送数据在可由所述接收器侧预测的两个八位字节和不可由所述接收器侧预测的一个八位字节之间交替。

(24)根据(21)至(23)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述发送数据的所述剩余部分包括有效载荷信息,并且所述发送数据的所述可预测部分包括附加到所述有效载荷信息的预定同步模式。

(25)根据(21)至(24)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述发送数据的所述剩余部分进一步包括有效载荷信息的循环冗余校验码。

(26)根据(21)至(25)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述调制单元根据二进制相移键控调制来调制所述载波信号的所述相位。

(27)根据(21)至(26)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述调制单元根据正交相移键控调制来调制所述载波信号的所述相位。

(28)根据(21)至(27)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述重新排列单元重新排列所述相同的发送数据多次,

每当所述重新排列单元重新排列所述发送数据时,所述调制单元调制所述载波信号的所述相位,以及

每当所述调制单元调制所述载波信号的所述相位时,所述发送单元发送所述发送信号。

(29)一种信号处理方法,包括:

重新排列发送数据,使得所述发送数据的可预测部分在所述发送数据中更均匀地扩展,所述可预测部分包括可由接收器侧预测的信息;

基于所述重新排列的发送数据通过对载波信号的相位进行调制生成调制信号;以及

基于所调制的信号对发送信号进行发送。

(30)一种用于使计算机用作以下各项的程序:

重新排列单元,重新排列发送数据,使得所述发送数据的可预测部分在所述发送数据中更均匀地扩展,所述可预测部分包括可由接收器侧预测的信息;

调制单元,基于所述重新排列的发送数据通过对载波信号的相位进行调制生成调制信号;以及

发送单元,基于所调制的信号对发送信号进行发送。

(31)一种信号处理装置,包括:

接收单元,接收发送信号并基于其生成接收信号,所述发送信号用于发送已被重新排列的发送数据,使得所述发送数据的可预测部分在所述发送数据中更均匀地扩展,所述可预测部分包括可由信号处理装置预测的信息;

检测单元,其基于可由所述信号处理装置预测的所述信息来检测所述接收信号的帧中的每个的报头位置;

积分单元,对所述接收信号的所述帧进行积分;以及

解码单元,从所述积分单元的所述输出对所述发送数据进行解码。

(32)根据(31)所述的信号处理装置,其中,所述检测单元被配置为:

从所述接收信号提取已知的同步模式,其中所述信号处理装置可预测的信息包括所述同步模式;

生成已知的扩展码;

对所述已知扩展码进行快速傅立叶变换,以获得复数频谱;

对所述接收信号进行快速傅立叶变换,以获得复数接收信号频谱;

对所述复数频谱和所述复数接收信号频谱进行快速傅立叶逆变换,以获得互相关值;

计算预定周期中的互相关值;以及

将所述互相关值的峰值检测为所述帧的所述报头位置。

(33)根据(31)和(32)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述检测单元通过从最大值开始按照下降的顺序检测n个值来检测所述互相关值的所述峰值,其中n为预定数量的帧。

(34)根据(31)至(33)中任一项所述的信号处理装置,进一步包括:

参数计算单元,从所述接收信号计算预定参数,其中,所述检测单元基于所述预定参数来检测所述帧中的每个的所述报头位置。

(35)根据(31)至(34)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述参数计算单元计算在各个预定时间块中的所述接收信号的频率校正值和所述接收信号的初始相位,以及

所述信号处理装置进一步包括校正单元,所述校正单元使用所计算的频率校正值来校正所述接收信号的频率,并且使用所计算的初始相位来校正所述接收信号的初始相位。

(36)根据(31)至(35)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述参数计算单元计算在各个预定时间块中的指示所述接收信号与已知同步模式之间的相关性的互相关值作为所述参数,以及

所述积分单元使用由所述参数计算单元计算的所述互相关值作为所述时间块的加权因子对由所述校正单元校正的所述接收信号的各个帧进行积分。

(37)根据(31)至(36)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述发送信号具有载波信号,所述载波信号的所述相位根据二进制相移键控调制来调制。

(38)根据(31)至(37)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述发送信号具有载波信号,所述载波信号的所述相位根据正交相移键控调制来调制。

(39)根据(31)至(38)中任一项所述的信号处理装置,其中,

所述发送数据的未知部分包括有效载荷信息和所述信息的循环冗余校验码,以及

所述解码单元使用所述循环冗余校验码来确定在所述发送数据中包括的所述有效载荷信息中的错误的存在。

(40)一种信号处理方法,包括:

接收发送信号并且从中生成接收信号,所述发送信号用于发送已经重新排列的发送数据,使得所述发送数据的可预测部分在所述发送数据中更均匀地扩展,所述可预测部分包括可由接收器预测的信息;

基于可由所述信号处理装置预测的所述信息,检测所述接收信号的帧中的每个的报头位置;

对所述接收信号的所述帧进行积分;以及

从所述积分的接收信号对所述发送数据进行解码。

(41)一种用于使计算机用作以下各项的程序:

接收单元,接收发送信号并且基于其生成接收信号,所述发送信号用于发送已经重新排列的发送数据,使得所述发送数据的可预测部分在所述发送数据中更均匀地扩展,所述可预测部分包括可由所述计算机预测的信息;

检测单元,基于可由所述信号处理装置预测的所述信息检测所述接收信号的帧中的每个的报头位置;

积分单元,对所述接收信号的所述帧进行积分;以及

解码单元,从所述积分单元的所述输出对所述发送数据进行解码。

参考标记列表

100 发送器

111 CRC附加器

112 同步信号发生器

113 选择器

114 帧计数器

115 寄存器

116 交织器

117 Gold码发生器

118 乘法器

119 载波振荡器

120 乘法器

121 带通滤波器

122 放大器

123 天线

200 接收器

211 天线

212 低噪声放大器

213 带通滤波器

214 载波振荡器

215 乘法器

216 90度移位器

217 乘法器

218 A/D转换器

219 存储器

220 CPU

600 计算机

再多了解一些
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