在低延时高速通信系统中使用的线性均衡的制作方法

本发明一般涉及通过信道的数字通信，并且特别地涉及在低延时高速通信系统中使用的线性均衡器。

背景技术：

在毫米波长频带(例如e频带(71-76ghz和81-86ghz))中的无线通信通常具有大约每秒千兆比特(gbps)的数据速率。在这种高数据速率下，减轻由无线信道中的无线电信号多径传播引起的符号间干扰(isi)以及由连接电缆引起的信号反射一直是重大的技术挑战。

正交频分复用(ofdm)及其变型(例如具有频域均衡的单载波(sc-fde))通常处理宽带通信中的大的多径延迟扩展。然而，在频域中的ofdm信号的均衡引入大的处理延迟，并且由于使用保护间隔，也降低了频谱效率。

具有高级均衡器(例如判定反馈均衡器)的单载波系统是用于处理isi的另一选择。然而，对于在固件实现中要求非常高的时钟速率的高速系统，这种均衡不能以足够高的速度执行以满足数据速率要求。因此，当需要低处理延迟时，具有线性均衡的单载波系统成为用于高速系统的isi减轻的唯一可行的解决方案。

发射器侧均衡(在下文中称之为预均衡)在减少与接收器侧线性均衡相关联的实现复杂性和噪声增强效应方面是有效的。通常，线性均衡器需要具有长脉冲响应以均衡甚至具有短延迟扩展的线性信道，这意味着如果在接收器处实现均衡，则均衡复杂性通常将非常高。这种均衡也可以引起显著的噪声增强效应。将这种均衡从接收器移到发射器(即，预均衡)可以通过使用基于预定义的信号星座创建的预定义的查找表来显著降低实现复杂性和延时。噪声增强效应也可以被减轻，因为发射器处的信噪比与接收器处的信噪比相比大得多。

更一般地，在发射器侧的预均衡和在接收器侧的均衡都是同时实现的。在一种方法中，通信信道的脉冲响应被因式分解为两个脉冲响应的乘积，并且每个通过发射器或接收器均衡来补偿。然而，这种因式分解需要非常复杂的计算。在另一方面，信道均衡主要在发射器处实现，并且接收器侧均衡仅用于处理在发射器处的预均衡之后的残余信道效应。

在发射器处的预均衡中使用的系数需要使用例如在接收器处估计的信道的脉冲响应来生成。然而，当信道是时变的时候，需要一种机制来跟踪信道变化并更新均衡系数。通常，预均衡或非预均衡训练序列用于估计信道的脉冲响应，并在发射器和接收器两者处生成均衡系数。

由于信道的脉冲响应的低复杂性，通常在频域中估计信道的脉冲响应。当使用预均衡训练序列时，在频域中，在一个频率点的接收信号可以表示为y＝hpx+n，其中y是接收信号，h是信道响应，p是预均衡器系数，x是训练信号，并且n是噪声。可以通过将hp作为组合信道响应来生成接收器均衡器系数，而发射器预均衡系数需要通过信道响应h来确定，信道响应h可以通过从组合信道响应hp的估计中去除预均衡器系数p来获得。当使用非预均衡训练序列时，接收信号为y＝hx+n，并且接收器侧均衡系数的估计需要将预均衡器p与信道响应h的估计组合。在任一情况下，接收器需要知道预均衡系数何时更新。估计性能也受到下述方面的影响：在使用预均衡训练的情况下，在频域中使用非恒定幅度训练信号，以及在使用非预均衡训练序列的情况下，由将噪声信道的脉冲响应的估计和预均衡器组合产生的双重噪声效应。

在现有系统中，每个帧中的这些训练序列通常是相同的。如果需要多个训练序列，则它们被连接在帧的前导码中。然而，长前导码导致长延迟。

同相和正交(i/q)失调是具有i/q调制架构的无线系统的另一个重要问题，即，基带信号通过两个单独的同相(i)和正交(q)信道被调制到中频(if)或射频(rf)载波(或从中频(if)或射频(rf)载波解调)。由于i和q信道传输特性之间的差异(因此称为i/q失调或失配)，如果这种损害存在于发射器和/或接收器侧，则信号将失真。如果信号带宽大，则i/q失调也是频率相关的(即，i/q失调在整个带宽上的不同频率处是不同的)。

在现有技术中发现了用于i/q失调补偿的多种技术。这些技术中的大多数仅在接收器侧处理i/q失调补偿，然而发射器和接收器侧的失调在实际系统中同时存在。对发射器和接收器侧失调都估计和补偿是非常具有挑战性的，因为失调信号被纠缠并且因此将它们分离以实现良好的估计通常很复杂。现有方法通常需要离线校准以获得对发射器侧失配的估计，并且然后使用接收信号估计接收器侧失配。然而，该校准将中断正常操作，并且在连续传输系统(例如回程系统)中是不可行的。有限数量的方法提出联合估计发射器和接收器侧失配，然而，它们的复杂性非常高，这使得它们在实际硬件中的实现是不切实际的。

因此，存在对用在低延时高速通信系统中的替代均衡器的需求。

技术实现要素：

本发明的目的是基本上克服或至少改善现有布置的一个或多个缺点。

根据本公开的第一个方面，提供了一种通信系统，包括：

发射器，用于发送多个帧，多个帧是包含不同训练序列的至少两个连续帧；和

接收器，用于通过信道接收从发射器传送的数据，接收器组合并联合地处理由发射器发射的至少两个连续帧，以估计信道的信道状态。根据本公开的第二个方面，提供了一种用于在通信系统中执行均衡的方法，该方法包括以下步骤：

通过发射器的时变线性均衡器对至少第一训练序列应用均衡，以产生均衡的第一训练序列；

由发射器通过信道向接收器发送均衡的第一训练序列；

通过接收器线性均衡器对均衡的第一训练序列应用均衡以产生第一数据；

从第一数据估计要由接收器线性均衡器在将来的均衡中使用的均衡系数；

通过发射器的固定线性均衡器对第二训练序列应用均衡以产生均衡的第二训练序列；

由发射器通过信道向接收器发射均衡的第二训练序列；

从均衡的第二训练序列估计接收器中的信道的信道状态；

从接收器向发射器反馈信道状态；和

从信道状态估计用于产生时变线性均衡器在将来的均衡中的系数的均衡系数。

根据本公开的第三个方面，提供了一种发射器，包括：

时变线性均衡器，用于对第一训练序列和数据负载应用均衡；和

固定线性均衡器，用于对第二训练序列应用均衡。

还公开了本发明的其它方面。

附图说明

现在将参照附图描述本发明的一个或多个实施例，其中：

图1a和1b显示了根据本公开的基带通信系统的示意性框图；

图2a示出了具有i/q失调补偿的可变线性均衡器的结构；

图2b示出了具有i/q失调补偿的线性均衡器的结构；

图3a和3b示出奇数和偶数数据帧的序列，以及那些数据帧的内容；

图4显示了用于图1所示的信道的初始估计的方法的示意性流程图；

图5示出了对训练信号的频谱的影响下采样；

图6a显示了用于示例情况的rx滤波器的结构的示意性框图；

图6b显示了多相滤波器的结构的示意性框图；

图7显示了对应于图6a的示例情况的具有i/q失调补偿和均衡的预编码器的结构的示意性框图；

图8显示了从接收器向发射器的分组反馈；

图9示出了具有数据帧的前导码的调制反馈位；

图10示出了在当前帧的周期上实现基带处理，并且将处理的结果应用于接下来的两个帧，而不是当前帧；

图11示出了在图10所示的处理中使用的特殊预编码结构；

图12示出由图1所示的系统的接收器执行的估计i/q失调参数和信道的脉冲响应的方法的示意性流程图；

图13显示了由图1所示的系统的发射器执行的估计i/q失调参数和改善信道的脉冲响应的方法的示意性流程图；和

图14显示了一种配置，其中本文公开的系统实现在组合的现场可编程门阵列和个人计算机二者中。

具体实施方式

本文公开了一种用于实现高速低延时全双工无线点对点链路的方法和装置。这包括发送一个或多个训练序列、执行信道估计和均衡、信道反馈、发射器和接收器滤波器以及将发射器和接收器滤波应用于特别配置的帧结构中的数据负载。还可选地执行i/q失调估计和补偿。

图1a显示了基本基带通信系统100的示意性框图。基本基带通信系统100包括发射器110，其经由信道120与接收器130通信。

在系统100中，在发射器110和接收器130中都执行线性均衡。更具体地，发射器110包括可变线性均衡器112以及固定线性均衡器114，而接收器130只包括线性均衡器138。

固定线性均衡器114使用随时间固定的均衡系数。更具体地，固定线性均衡器114的均衡系数在系统100的安装和校准期间被预先确定。在最简单的情况下，当省略校准或者校准结果建议单个系数为1时，固定线性均衡器114的脉冲响应是时域中的δ函数(即，在频域中的每个子载波处的常数1)。

可变线性均衡器112和线性均衡器138使用随时间变化的均衡系数。可变线性均衡器112的变化均衡系数的值由发射器110使用来自接收器130的反馈信道(未示出)来确定。

在系统100中，训练序列与数据符号151一起由模块105被前向纠错编码(fec)并调制。然后将所得数据符号x(n)输入到可变线性均衡器112以产生输出符号y(n)。在通过信道120发送信号之前，接下来将输出符号y(n)提供给脉冲整形滤波器118。

在接收器130处，从信道120接收的信号首先被传递到匹配滤波器132，匹配滤波器132对应于发射器110的脉冲整形滤波器118。然后匹配滤波器132的输出r(n)输入到线性均衡器138以生成输出符号z(n)。然后将输出符号z(n)提供给模块140，模块140应用fec解码和解调以提供输出数据位155。处理输出数据位155以用于分组同步、信道估计和其它功能(例如载波频率偏移(cfo)估计)。

以类似的方式，将不同的训练序列152输入到固定线性均衡器114，随后由脉冲整形滤波器118进行脉冲整形。然后，通过信道120发送所得到的信号。在接收器130中，在将所得到的数据符号输入到输出数据156的信道估计模块139之前，从信道120接收的信号也被传递到匹配滤波器132。

以下面详细描述的方式，使用分别添加到数据151和152的训练序列来确定可变线性均衡器112和线性均衡器138的变化均衡系数。在接收器130处使用训练序列152估计的信道状态信息(csi)从接收器130反馈到发射器110，并且然后用于计算可变线性均衡器112的系数。

图1b显示了扩展基带通信系统100’的示意性框图。扩展基带通信系统100’具有与上面参照图1a描述的基本基带通信系统100相同的许多元件。因此，在参考具有与图1a中使用的相同的附图标记的图1b中的元件时，除非出现相反的意图，否则为了本说明书的目的这些元件具有相同的功能或操作。

类似于上述系统100，系统100’的发射器110’包括可变线性均衡器112’以及固定线性均衡器114，而接收器130’仅包括线性均衡器138’。然而，发射器110’的可变线性均衡器112’和接收器130’的线性均衡器138’将信道均衡与同相(i)和正交(q)信道(i/q)失调补偿组合。

系统100和100’之间的另一个差别是系统100’的发射器110’包括采样速率转换(src)模块115，其将从可变线性均衡器112’或固定线性均衡器114输出的符号从符号速率转换到期望的码片速率。类似地，系统100’的接收器130’包括另一个src模块135，src模块135接收匹配滤波器132的输出，并且在得到的数据符号被输入到线性均衡器138’或者信道估计模块139之前将符号从码片速率转换回符号速率，线性均衡器138’还执行i/q失调补偿。

以下面详细描述的方式，使用分别添加到数据151和152的训练序列来确定i/q失调参数以及可变线性均衡器112’和线性均衡器138’的变化均衡系数。在接收器130’处使用训练序列152’估计的信道状态信息(csi)从接收器130’反馈到发射器110’，并且然后用于计算可变线性均衡器112’的系数和i/q失调参数。

再次参考分别包含并由相应的训练序列组成的数据151和152，图3a示出了奇数和偶数数据帧的序列。图3b更详细地示出奇数和偶数数据帧。物理层数据帧通常由前导码、phy报头和数据负载组成。每个数据帧的前导码包括训练序列。原则上，训练序列可以出现在数据帧的任何位置。在公开的系统100和100’中，两个不同的训练序列被用作交替帧的前导码。因此，定义了奇数和偶数帧、奇数和偶数前导码以和奇数和偶数训练序列。奇数数据帧以及偶数数据帧的phy报头和数据负载以参考图1a针对训练序列和数据符号151描述的方式进行处理。以针对训练序列152描述的方式处理偶数前导码。因此，偶数帧的数据和前导码分别使用不同的均衡器112和114。

下面描述的优选训练序列被特别设计以实现最佳i/q失调估计性能。这种训练序列所需的必要属性是时域信号的实部和虚部的频域响应是正交的。处于符号速率的离散时域中的训练序列被表示为：

x(n)＝xi(n)+jxq(n)，其中n＝0,1,...,ns-1(1)

其中是虚数单位，xi(n)和xq(n)分别是训练序列x(n)的实部和虚部，并且ns是训练序列x(n)的长度。令xe(k)和xo(k)是分别对于实部xi(n)和虚部xq(n)在子载波k处的频率响应。然后，实部xi(n)和虚部xq(n)的正交性可以表示为任一xe(k)xo(k)＝0，而频率响应xe(k)和xo(k)不同时为零。需要这样的属性来分离和估计频域中的i/q失调。

构建这样的训练序列x(n)的一个示例如下：令x(k)(k＝0,1,...,ns-1)是实数并且仅取值+1或-1(为了计算简单)。令对于任意偶数k，xe(k)＝x(k)，并且对任意奇数k，xe(k)＝0，以及对任意奇数k，xo(k)＝x(k)，并且对任意偶数k,xo(k)＝0。令xi(n)和xq(n)分别是xe(k)和xo(k)的ns点离散傅里叶逆变换(idft)。然后，x(k)＝xe(k)+xo(k)是x(n)＝xi(n)+jxq(n)的dft。

可以在偶数和奇数帧中都使用如上设计的相同的训练序列。为了其它目的(例如奇数和偶数帧的识别)，也可以使用不同的训练序列。为了简单起见，此后假定在奇数和偶数帧中都使用相同的序列。然而，应注意，如上所述，应用于偶数和奇数帧中的序列的处理是不同的。

图2a示出了以符号速率操作的具有i/q失调补偿的发射器110’的可变线性均衡器112’的结构。可变线性均衡器接收数据符号x(n)的实部xi(n)和虚部xq(n)(它们被分离地均衡)作为输入。在均衡之后的i/q失调补偿由参数tg(θ)表示，其中θ是相位失调并且tg()是正切函数，并且hq/i(n)是如下面详细描述的频率相关幅度失调。

图2b示出了也以符号速率操作的具有i/q失调补偿的接收器130’的线性均衡器的结构。src模块135的输出r(n)是被表示为实部ri(n)和虚部rq(n)的输入。在接收器中，i/q失调由参数tg(θ)表示，其中θ是相位失调，hi/q(n)是频率相关幅度失调。基于tg(θ)和hi/q(n)的估计，首先将接收信号r(n)的实分量和虚分量传递到i/q失配补偿模块。然后，以下面详细描述的方式，由接收器均衡器rxeqz处理补偿的信号。

接下来描述估计信道120的i/q失调参数和脉冲响应。如将要描述的，奇数前导码用于估计接收器侧i/q失调参数(tg(θ)和hi/q(n))和由线性均衡器138’执行的线性均衡的系数。另一方面，偶数前导码用于基于信道120的脉冲响应的估计来估计发射器侧i/q失调参数(tg(θ)和hq/i(n))和在可变线性均衡器112’中执行的可变线性均衡的系数，信道120的脉冲响应被从接收器130’反馈到发射器110’。

如参照图1b所描述的，奇数前导码由发射器110’，并且更具体地由可变线性均衡器112’，用i/q失调补偿进行预均衡。在信号通过信道120之后，在频域中获得初始信道估计。图4显示了用于在接收器130’中执行的信道120的初始估计的方法400的示意性流程图。相同的方法400也应用于偶数帧。因此，硬件(处理)资源可以在高效实施中共享。从偶数帧获得的初始信道估计被反馈到发射器110’，用于以预定义的时间间隔估计发射器侧i/q失调参数(tg(θ)和hq/i(n))和可变线性均衡的系数。

在描述方法400中执行的信道120的脉冲响应的初始估计之前，首先通过示例的方式描述在模块115中执行的采样速率转换。假设符号速率为3.75gsps并且码片速率为5gsps。在示例中，在每个前导码中使用k个训练序列。一个训练序列用作循环前缀，并且因此将在接收器130’处吸收来自先前帧的多径干扰。处于符号速率的训练序列具有长度ns，而处于码片速率的训练序列具有长度

假设匹配滤波器132为根升余弦(rrc)滤波器。对于从5gsps到3.75gsps的src，需要由三个滤波器组成的多相滤波器组。每个滤波器以码片速率5gsps被采样。

参考图4，在确定同步点之后，在步骤410中将在剩余的k-1个训练序列上平均的采样块输入到n点dft。接下来步骤410的输出在步骤420中乘以频域中的预先计算的rrc波形，以应用模块132的匹配滤波，得到n点频域接收训练信号s(k)。

为了将接收的训练信号s(k)从5gsps码片速率转换到3.75gsps符号速率(如在接收器130’的src模块135中执行的)，在步骤430中对接收的训练信号进行下采样，以获得对应于ns点时域信号的频域训练信号r(k)。

图5示出了下采样对训练信号的频谱的影响。更具体地，对以5gsps码片速率接收的训练信号进行下采样以获得3.75gsps符号速率的训练信号r(k)，导致训练信号r(k)的频谱的重叠。

注意，上述信道估计中的频谱重叠过程适用于转换比是有理数的任何其它采样速率转换问题。通过改变采样速率转换的参数，重叠频谱的宽度将改变。

下采样在数学上表示为：

接下来，在步骤440中，训练信号r(k)在频域中乘以原始训练序列x(k)，以获得初始信道脉冲响应：

如果不存在i/q失配，则初始信道脉冲响应的逆可以直接用于均衡。注意，代替使用基本上是最小二乘均衡方法的可以使用最小比合并(mrc)方法。令c(k)＝s(k)x5(k)，k＝0，1，...，n-1，其中x5(k)是以5gsps重采样的信号x(k)。然后，mrc均衡器系数可以表示为：

其中nb是与脉冲整形滤波器的带宽相关的参数。例如，当脉冲整形滤波器具有4.25ghz的有效带宽时对于以5gsps接收的频域信号y(k)，mrc均衡和下采样到3.75gsps符号速率的过程可以实现为：

以下，将使用最小二乘均衡作为示例，但是对于本领域技术人员来说，对mrc均衡的扩展将是显而易见的。

图12显示了由接收器130’执行的估计在线性均衡器138’中使用的i/q失调参数和信道120的脉冲响应的方法200的示意性流程图。方法200开始于步骤205，其中信道相位估计为：

随后是步骤210，其中初始信道脉冲响应的偶数样本k＝0,2,...,ns-2被内插以获得heven(k)。类似地，在步骤215中，初始信道脉冲响应的奇数样本k＝1,3,...,ns-1被内插以获得hodd(k)。接下来，在步骤220中，heven(k)除以hodd(k)以获得：

he/o(k)＝heven(k)/hodd(k)。(7)

然后在步骤225中，接收器侧i/q失调参数被估计为：

其中(·)e和(·)o分别表示括号中的函数的共轭对称部分和共轭反对称部分，并且hi/q(k)表示频率相关幅度失调hi/q(n)的dft。

最后，在步骤230中，信道120的脉冲响应估计为：

其中re(k)和ro(k)分别表示训练信号r(k)的共轭对称部分和共轭反对称部分。

偶数训练序列由发射器110的固定线性均衡器114预均衡，而没有任何i/q失调补偿。在通过方法400(图4)的步骤410和420处理均衡的偶数训练序列之后，为了方便起见，在步骤430中的src之后，频域中的接收的偶数训练序列仍然表示为r(k)。在步骤440中，初始信道脉冲响应由信道估计模块139估计为：

然后，将初始信道脉冲响应反馈到发射器110以估计i/q失调参数。图13显示了估计发射器侧i/q失调参数并改进信道脉冲响应h(k)的方法250的示意性流程图。

方法250开始于步骤255，其中初始信道脉冲响应的奇数样本k＝1,3,...,ns-1被内插以获得hodd(k)。以类似的方式，在步骤260中，初始信道脉冲响应的偶数样本k＝0,2,...,ns-2被内插以获得heven(k)。在之后的步骤265中，hodd(k)除以heven(k)以得到：

ho/e(k)＝hodd(k)/heven(k)。(12)

接下来，在步骤270中，用在可变线性均衡器112’中的i/q失调参数被估计为：

其中hq/i(k)表示频率相关幅度失调hq/i(n)的dft。

最后，在步骤275中，通过如下去除i/q失调来改进信道脉冲响应h(k)：

其中even{·}和odd{·}分别表示取在括号中的函数的偶数样本和奇数样本的操作。

在优选实现中，执行后处理以便提高在接收器130’和发射器110’两者处估计的i/q失调参数的准确度。后处理包括对频率相关的幅度失调hi/q(k)(或hq/i(k))进行低通滤波以减少未知信道的影响，并且随时间平均失调参数tg(θ)和hi/q(k)(或tg(θ)和hq/i(k)两者)以减少噪声的影响。

下面是另一个i/q失调估计和补偿方法，其不同于上述方法，但也利用了多训练序列结构的优点。

该方法将i/q失调视为2x2mimo问题，其中独立地分析发射器110’和接收器130’处的i和q信道。因此，存在从i发送到i接收、从i发送到q接收、从q发送到q接收以及从q发送到i接收的信道。

在一个实施例中，每个前导码由64个样本的序列(具有32个样本循环前缀)组成。在频域中计算i/q失调。64点fft将64个发送或接收的采样转换为64个频率。在每个频率处计算2x2mimo信道。

由于在来自单个前导码的给定频率处只有单个接收数据点，单个前导码不提供足够的信息来计算2个信道i-i信道和q-i信道。为了克服这一点而不扩展前导码(这将对延迟是不利的)，使用几个连续的前导码。前导码必须是不同的，以便它们不提供冗余信息。对于n个使用的前导码，在每个频率，我们使：

其中ciq是从i到q的信道。假设n>＝2，有足够的信息来计算信道如下：

其中使用发射信号矩阵的伪逆。由于发送的信号是预先已知的，所以可以对该逆进行预先计算并存储在固件中。

使用更多前导码(即，n取更大的值)以牺牲用于计算的数据与应用的新的i/q失调之间的更长的滞后时间为代价，给出了信道的更稳固的估计。

注意，由于i和q是实信号，所以计算的信道在频域中是共轭对称的。

2×2信道矩阵被逆变换并用于均衡。其包含i/q失调和信道信息，并且因此在第一种方法中替代了分离的信道估计和i/q失调。

为了减少处理延时，可以通过将发射器110’中的预均衡(有或没有i/q失调补偿)、src和脉冲整形组合成一个集成的发射器滤波器来实现更有效的实现方式，称为预编码器111。更具体地，产生两个预编码器，第一个没有i/q失调补偿，其包括由固定线性均衡器114执行的均衡，第二个具有由可变线性均衡器112执行的i/q失调补偿和均衡。类似地，在接收器130’中的匹配滤波、src和具有i/q失调补偿的均衡可以被组合成单个集成接收器滤波器，称为rx滤波器131。

rx滤波器131和预编码器111被实现为各个滤波器组，每个滤波器组具有取决于src比的多个多相滤波器。对于上述示例情况，在3.75gsps符号速率和5gsps码片速率的情况下，多相滤波器的数量是3，每个都是基本滤波器的时移版本。

图6a显示了用于示例情况的rx滤波器131的结构的示意性框图。在这种情况下，每个多相滤波器601、602和603的长度小于或等于5gsps码片速率下的一个训练序列中的样本(例如n＝128)，原因是接收器130的硬件不能承受使用太长的rx滤波器131。

图6b示出了多相滤波器的结构的示意性框图。多相滤波器具有由具有滤波器指数p＝0，1或2的向量ap和bp表示的两个部分611和612，以及将来自部分611和612的输出相加以产生多相滤波器的输出的加法器613。这两部分ap和jbp用于分别对以5gsps接收的信号的实部和虚部进行滤波。下面描述用于计算两个滤波器部分的详细过程。

首先，两个滤波器部分611和612的基本滤波器的脉冲响应分别计算为：

然后ns点脉冲响应a(k)和b(k)扩展到n点矢量，为：

它们分别由脉冲响应a(k)和b(k)的第1个至第个和第个至第ns个元素组成。这是由于在从3.75gsps到5gsps的采样速率转换过程中的频谱扩展，如从图5可以看出的；

接下来将rrc滤波和相移应用于向量a和b，以获得

其中，分别地，“.*”表示元素级乘法，rrx表示rrc滤波器的128点频域响应，并且表示具有从0到和从到-1的整数元素的向量。

然后，通过应用n点idft将矢量ap和bp转换到时域并且然后通过预先设计的数字p将idft输出循环移位来获得对于p＝0，1或2的每个多相滤波器的表示为ap和bp的两个部分，p是滤波器的前兆位(precursor)部分的长度，使得最大抽头处于p+1。

最后，如果需要，滤器器长度被截短至所需长度。

图7显示了根据上述示例情况的具有由可变线性均衡器112’执行的i/q失调补偿和均衡的预编码器111的结构的示意性框图。预编码器111包括3个多相滤波器711、712和713，并且每个多相滤波器711、712和713的滤波器长度(在5gsps码片速率时表示为l或者在3.75gsps符号速率时表示为)分别大于n或ns。多相滤波器的结构同样如图6b所示。为了简单起见，两个滤波器部分依旧由具有滤波器指数p＝0，1或2的矢量ap和bp表示，但是现在ap和jbp用于在串行到并行转换710之后分别对数据符号的实部和虚部进行滤波。在5gsps码片速率处的滤波器711、712和713的前兆位长度表示为p。因此，在3.75gsps处的相应前兆位长度为下面描述计算两个滤波器部分的详细过程。

首先，通过对频域中的估计信道脉冲响应h(k)和频率相关幅度i/q失调hq/i(n)执行ns点idft来计算表示在时域中的信道脉冲h(n)和时频率相关幅度i/q失调。

信道脉冲h(n)和频率相关幅度i/q失调hq/i(n)被零填充以获得长度ls的h'(n)和h'q/i(n)，为：

接下来，h'(n)和h'q/i(n)分别通过应用ls点fft被转换为频域，作为h'(k)和h'q/i(n)。

对于两个滤波器部分的基本滤波器的脉冲响应分别计算为：

ls点脉冲响应a(k)和b(k)扩展到l点向量，为：

它们分别由脉冲响应a(k)和b(k)的第1个至第个和第个至第ls个元素组成，这是由于在从3.75gsps至5gsps的采样速率转换过程中的频谱扩展；

将rrc滤波和相移应用于向量a和b，并获得

其中，分别地，“.*”表示元素级乘法，rtx表示rrc滤波器的l点频域响应，并且表示具有从0到和从到-1的整数元素的向量。

通过应用l点向量idft来将向量ap和bp转换到时域并且然后通过前兆位长度p将idft输出循环移位来获得对于p＝0，1或2的每个多相滤波器的两个部分(表示为ap和bp)。

注意，选择前兆长度p的值以使得在可变线性均衡预编码器和接收器侧线性均衡中没有显著的功率被截断。

用于固定线性均衡预编码器的滤波器可以类似于上述可变线性均衡预编码器的滤波器来计算，但使用通过初始系统校准获得的固定信道脉冲响应，而且不考虑i/q失调补偿。可变线性均衡预编码器的初始值可以类似于固定线性均衡预编码器来设置。

如上面参考图1a所描述的，使用训练序列152在接收器130处估计的csi从接收器130反馈到发射器110，并且然后用于计算可变线性均衡器112的系数和i/q失调参数。csi与需要发送回的其它信息一起形成如图8所示的分组800。分组800包括流起始分隔符(ssd)801、csi802、其它信息位803和16位crc校验804。

ssd801被发射器110(其是分组800的接收器)用于检测流的开始，并且是固定的8位序列。在发送之前，分组800由8b/10b线码编码，8b/10b线码将8位码元映射到10位码元以实现dc平衡和有界差异，以及允许分组同步和合理的时钟恢复。ssd801被视为控制符号，并且遵循例如8b/10b代码中的k.28.5规则进行编码。由于分组同步在编码流中的唯一性，因此可以将分组同步称为编码的ssd符号。

通常通过使用专用反馈信道将csi分组800发送到发射器110。然而，根据本公开，在具有彼此通信的两个收发器的全双工系统中，使用被传送到另一个收发器的数据帧的前导码来调制反馈位，以用在其发射器110中，并且因此不需要反馈的开销。反馈的速度较慢，但它的开销为零。

反馈分组800中的每个位是被调制为符号1或-1的二进制相移键控(bpsk)，并且在每个帧中乘以前导码。如图9所示，与第n个奇数帧相乘的符号也乘以在第n个偶数帧和第(n+1)个奇数帧中的编码和调制数据负载。这是为了避免均衡中的{1，-1}歧义。

在非常高速的通信中，由于接收器130处的处理要求，一些基带处理(例如同步、cfo估计、信道估计和生成接收器均衡系数)可能不能及时完成。对于信道120在几个帧上保持不变(或变化很小)的应用，该基带处理在当前帧的周期上实现。然后将结果应用于下一帧。特别地，对于参考图3描述的所提出的帧结构(其中奇数和偶数帧交替发送)，如图10所示，处理是在整个奇数帧上完成的。处理的结果被应用于接下来的两个帧，而不是当前帧。

由于根据从奇数前导码获得的信道估计计算的rx滤波器将用于接下来的两个帧，因此当发射器中的预编码器改变时，使用特定的预编码结构来避免这些系数变得不正确。该预编码结构在图11中示出。当预编码器要被更新时，预编码器(t+1)首先被应用于当前帧的奇数前导码，而预编码器(t)仍被应用于该帧的其余部分。对于后续帧，仅应用预编码器(t+1)。

在接收器130处，在连续帧上的信道120通常非显著地改变，并且因此从信道估计导出的连续帧上的均衡系数也是类似的。然而，在不同节点处的发射器110和接收器130之间总是存在微小的时钟差异。长时间上的微小时钟差异将导致同步点的变化。当变化很小时，只有在相同的同步点和均衡系数与先前帧一起使用时，才需要调整。然而，当这样累积的定时漂移非常大时，需要调整同步点以确保至少用于信道估计的信号始终是前导码的一部分。当决定通过k个样本调整同步时，信道估计乘以相移序列exp(j2πk[0，1，...，ns-1]/ns)，其中k可以是正或负，取决于相位如何偏移。

上述所有处理(包括信道估计、i/q失调参数估计和补偿、可变线性均衡预编码器的计算、固定线性均衡预编码器的计算和rx滤波器的计算)可以在组合的现场可编程门阵列(fpga)和通用处理器(例如个人计算机(pc))中灵活地实现。图14显示了一种可能的配置900，其考虑了fpga的快速处理能力和pc的强大计算能力。在该配置900中，在以fpga903实现的模块901中执行信道估计和i/q失调参数估计。然后在以pc实现的模块905中执行可变线性均衡预编码器、固定线性均衡预编码器和rx滤波器的计算。最后，在模块902(也以fpga903实现)中执行预编码、均衡和i/q失调补偿。

前述仅描述了本发明的一些实施例，并且在不脱离本发明的范围和精神的情况下可以对其进行修改和/或改变，这些实施例是说明性的而不是限制性的。