用于通过线对发送和接收信号的方法和装置与流程

本发明涉及用于通过线(wire)对发送和接收信号的方法和装置。这种方法包括各种国际电信联盟(itu)标准中规定以及目前在itu中进一步开发的所有的各种数字用户线(dsl)方法。通常，每对这样的线包括通常在世界各地的电话接入网络中发现的绞合金属线对(twistedmetallicpair)(通常为铜)。

背景技术：

dsl技术利用了这样的事实，尽管传统的绞合金属线对(最初被安装为仅提供普通老式电话服务(pots)电话连接)可能仅旨在承载频率高达几千赫兹的信号，但是事实上这样的线路(line)通常可以可靠地承载更高频率的信号。此外，线路越短，可以(特别是使用诸如离散多音调(dmt)等技术)可靠地发送信号的频率范围越大。因此，随着接入网的发展，电信网络提供商已经将它们的光纤基础设施向外扩展到接入网的边缘，使得到最终用户订户的每个连接(所述连接仍然通常通过金属绞合线对来提供)的最后部分的长度越来越短，相应地导致通过日益变短的绞合金属线对连接的越来越大的带宽潜力，而不必承担向每个订户安装新的光纤连接的费用。

然而，使用高频信号的问题是在存在承载彼此接近的类似的高频信号的多于一个金属对的情况下，称为串扰的现象可以导致显著的干扰，以降低线路承载高带宽信号的有效性。简单来说，来自一条线的信号可以“泄漏”到承载相似信号的附近的线路上，并表现为另一条线路的噪声。尽管即使在相对低的频率下串扰是已知的问题，但是这种效应的幅度趋于随着频率而增加到这样的程度，即在超过几十兆赫兹的频率(取决于所讨论的线路的长度)处，间接耦合(例如从第二条线路的近端到第一条线路的远端)可以与直接耦合(例如，从第一条线路的近端到第一条线路的远端)一样大。

为了减轻由串扰引起的问题(特别是，众所周知的远端串扰或“fext”)，已经开发了一种称为矢量化的技术，其中，使用通过串扰线路发送的信号的知识来减小串扰的影响。在典型情况下，单个dslam用作多条串扰线路上的多个下游信号的共同发生器，并且还用作来自相同多条串扰线路的多个上游信号的共同接收器，其中，线路中的每条终止于单个客户驻地设备(cpe)调制解调器，使得在线路的cpe端处不可能进行通用处理。在这种情况下，下游信号被预失真以补偿在相邻串扰线路上发送的串扰信号的预期效果，使得在cpe设备的接收处，所接收到的信号类似于没有串扰信号在串扰线路上传输的情况下将接收到的信号。另一方面，上游信号在共同接收器(dslam)处被接收之后被后失真(或以等同于它们已经被后失真的方式检测)，以考虑在它们的传输期间已经泄漏到信号中的串扰的影响。

这种矢量化技术可以非常成功地处理间接耦合明显弱于直接耦合的情况。然而，由于直接耦合和间接耦合的相对强度彼此接近，所以矢量化不太能够有效地起作用。

wo2008/005507描述了一种用于执行自适应多载波码分多址(自适应mc-cdma或amc-cdma)的系统，所述系统特别适用于通过旨在承载电力的线路传输数据的电力线传输系统。这样的系统可以具有通过公共传输介质(电力线)彼此连接的许多设备，对于公共传输介质(电力线)，如作为常规电话接入网的情况，不可能通过专用的相应的线对将信号从一个收发器发送到另一个收发器。这种传输介质受到连续变化的条件的影响。因此，系统amc-cdma适于使用mc-cdma调制方法允许位加载的快速变化。

us2005/002441描述了一种用于通过vdsl链路传输数据的多载波码分多址传输技术，所述vdsl链路包括两个协作的vdsl调制解调器之间的单个绞合铜线对连接。使用cdma的缺点是通过同时发送与不同数据位相关联的多个码片(chip)来减轻要发送的每个数据位所需的多个码片。为此，本发明人将其方案称为多码多载波码分多址(或mcmc-cdma)。通过其它相邻线路传输的信号导致被视为噪声的fext，因为它与通过连接协作的mcmc-cdma调制解调器的线路传输的信号无关。

tangc等人的“multipleusersadaptivemodulationschemesformc-cdma”[于2004年11月29日发表于globaltelecommunicationsconference,2004,globecom’04,ieeedallas,tx,usa29nov–3dec2004,picataway,nj,usapages3823-3827xp010758452,isbn:978-0-7803-8794-2]描述了在无线系统的频率选择衰落信道下(即，通过空中接口)使用mc-cdma。本文研究了该主题，并提出了一种配置，所述配置不仅允许多个用户采用自适应调制，而且还导致等效的子载波概念，所述等效的子载波概念使得一组子载波由常规ofdm调制解调器的等效子载波来表示，从而允许最初为ofdm开发的各种强大的比特/功率加载方案被直接部署到mc-cdma。

由爱立信申请的wo2013026479提出了在这种情况下(即，对于给定线路间接耦合与直接耦合相当的情况下)发送信号的方法，所述方法涉及将旨在由单个cpe设备(第一cpe设备)接收的信号发送到直接耦合到第一cpe设备的线路上以及仅间接耦合到第一cpe设备(其直接耦合到第二cpe设备)的串扰线路上。使用时分复用(tdm)方法使数据能够(在不同的时隙中)被发送到两个相应的cpe设备(其中，数据一次同时通过两条线被发送到cpe设备中的仅一个cpe设备)。为了确保两个信号在接收cpe设备处相长干扰，在通过一条线路发送信号以考虑直接耦合路径相对于间接耦合路径的变化之前，通过另一条线路发送的同一信号被预失真(例如，以引入延迟和/或相位变化)。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供了一种从发送器设备向多个接收器设备发送数据的方法，接收器设备中的每一个经由相应的绞合金属线对连接到发送器设备，该方法包括以下步骤：将公共信号发送到相应的线对的全部或两者上；以及使用多址技术使得能够生成相应的虚拟数据信道，以经由其各自的相应的虚拟数据信道将数据从发送器设备发送到接收器设备中的每一个。

以这种方式，所述一组绞合金属线对成为“公共”共享信道，多个虚拟信道被叠加在该“公共”共享信道之上(即，虚拟信道被叠加在下层的公共共享信道之上)。然而，有趣的是观察到，该“公共”共享信道由在每个接收器设备处组合在一起的多个不同的子信道组成(例如，通过绞合金属线对将发送器直接连接到相应的接收器的单个直接路径信道，以及经由连接在发送器和接收器中的另一个接收器之间的至少一个绞合金属线对从发送器到接收器的一个或更多个间接串扰路径)。因此，“公共”共享信道以下被称为包括直接路径子信道和间接路径子信道的组合的复合信道。

本发明的该方面区别于与在用于传输数据的信道的物理环境本质上是共享物理信道(即，没有空间分集)的环境中使用mc-cdma技术相关的现有技术，诸如，wo2008/005507，其涉及其中信道由用户住宅电力电缆布线形成的电力线系统，us2005/002441，其涉及两个调制解调器之间的单个绞合铜线对连接，以及tangc等人的上述mc-cdma论文，其中，信道是空中无线信道，由于其在其中单个发送器设备中的每一个经由各自的相应的绞合金属线对连接/信道连接到多个接收器设备的环境中使用。本发明人已经认识到，由于特别是在较高频率下的串扰的影响，试图维持信道的独立性以继续利用它们作为独立隔离信道的成本(在功率方面并且因此在对抗串扰效应(例如通过矢量化)时消耗的带宽方面)较高频率下变得过高，并且因此更好的解决方案是将单独的信道视为单个复合信道。在这一点上，然后必须考虑的一点是如何最好地利用由其中的每一个都连接到相应的接收器的多个空间多样绞合铜线对连接形成的单个公共复合信道，并且本发明的第一方面的解决方案是将公共信号发送到所有多个绞合金属线对连接并且使用诸如mc-cdma的多址技术，以使得不同的数据能够被发送到不同的接收器。

由于从发送器到每个相应的接收器的各个子信道在每个接收器处(通常)将是不同的，并且另外，子信道组合的方式(其中，一些子通道倾向于相互相长干扰，而其它子通道倾向于相互相消干扰)逐个接收器也将不同，所以复合信道在每个接收器处(通常)将是不同的。此外，每个接收器的复合信道另外将随频率变化，并且频率的变化(通常)也将逐接收器而不同。以这种方式，复合频道在一个频率下对于一个接收器来说可能是“好的”，而在同一频率下对于另一个接收器来说是可能是“坏的”。复合信道的质量也可以随时间变化，然而，对于由绞合金属线对形成的路径上形成的信道而言随时间的这种变化趋向于比通过无线信道形成的信道更不重要，并且因此出于为了本发明的目的，随时间的这种变化在很大程度上被忽视。在一些优选实施方式中，复合信道的新的测量被不时地获取，并且仅当(新的)测量指示由于这种重新配置将导致显著改进(因为复合信道已经由于执行最后的重新配置而显著地充分变化)时，才重新配置多址配置。

优选地，公共信号是离散多音调信号，其中，每个音调的调制电平可以改变。此外，进一步优选的是，根据针对给定的音调在不同接收器设备处接收的信号的接收信噪比的差异，对于去往不同的接收器设备、在给定音调内的公共信号内发送的数据使用不同的调制电平。例如，如果第一接收器确定dmt信号应当能够以足够的精度被成功地检测到，以允许以特定音调可靠地接收x比特的数据，而第二接收器确定相同的dmt信号应当能够以足够的精度被成功地检测到，以允许在该音调中可靠地接收y比特的数据(每帧)，其中，y不等于x，则优选的是，如果发送器能够以下述方式组合数据：通过使用调制技术，发送到第一接收器的数据量取决于x，而发送到第二接收器的数据量取决于y，所述调制技术利用取决于x的调制电平对第一接收器的数据进行调制，并且使用调制技术对要被发送到第二接收器的数据进行调制，所述调制技术利用取决于y的调制电平对要被发送到第二接收器的数据进行调制。例如，调制可以包含从调制星座内选择星座点，并且调制电平可以与调制星座内的不同的星座点的数量对应(或更具体地，与其以2为底的对数对应)。使用tdma方法，这简单地需要根据时隙从不同的调制星座选择，类似地对于不同音调被分配给不同接收器的fdma，它需要从适合于已经分配了音调的接收器的调制星座选择。在使用cdma方法的情况下，使用针对每个接收器和每个音调的适当调制星座对不同接收器的数据进行调制，并且然后将调制值组合成多个码片，以针对不同的接收器使用不同的扩频码在各个音调上进行传输。

由于复合信道的质量对于不同的接收器以不同的频率变化，尽管一般情况下可以使用任何类型的多址技术(例如，时分多址(tdma)技术可以被采用，其中，发送和/或接收公共信号的时间用于将信号与多个预定时隙中的一个时隙相关联-这可以以与包括多个时隙的“帧”相关联的周期性定期重复-并且在特定时隙内的信号中承载的数据可以根据给接收器的时隙的预定分配与特定接收器相关联)，在一些情况下使用频分多址(fdma)是有利的。fdma(相比于(over)比如说tdma)的优点的原因在于可以利用随频率和接收器二者的复合信道质量的变化。

例如，如果在为了例示性目的而选择的简单示例中，系统包括单个发送器(例如，诸如数字用户线接入多路复用器(dslam)的接入节点(an))和两个接收器a和b(例如，dsl或g.fast调制解调器)，每个接收器通过单个绞合金属线对连接连接到发送器，并且其中，所述发送器使用正交频分调制(ofdm)或离散多音调(dmt)调制方案将公共信号发送到两个绞合金属线对，如果a基于信道测量确定，特定音调x可以支持每符号4比特，而第二音调y只能支持每符号2比特，而b确定音调x只能支持每符号2比特而音调y可以支持每符号4比特，则可以通过音调x发送的数据被指定为专用于接收器a，而通过音调y发送的数据可以被指定为专用于接收器b。以这种方式，a和b二者都将关于音调x和y组合以每符号4比特接收数据，而如果使用tdma，则对于每个接收器可以利用50％的占空比(即，接收器a的一个符号，紧接着是接收器b的一个符号等)实现的最佳效果对于音调x和y组合而言将为每符号6/2＝3比特(假设从一个符号到另一个符号改变调制的复杂度可以由an处理)。

cdma技术特别是在信道的质量在不同的音调随时间而变化时也可以是有用的。在这样的环境中，就系统尝试每符号和每音调发送多少比特而言，通常必须是相当保守的。使用多载波cdma(mc_cdma)，该信号可以有效地分散在多个不同的音调上，并且如果一个音调的质量恶化，但是通过提高另一个音调的质量来补偿，则提供的平均整体质量保持恒定，通信不受影响。下面描述的实施方式更详细地解释如何使用mc-cdma。

由于上述原因，尽管可以采用任何多址技术，但优选使用频分多址(fdma)技术或码分多址(cdma)技术。

当使用fdma技术时，有利的是采用智能音调分配技术，所述智能音调分配技术以尝试使达到最差数据速率的接收器的总数据速率和数据速率二者最大化的方式向接收器分配音调。以下参照具体实施方式更详细地描述一种这样的智能音调分配技术的示例。

注意，在本发明的实施方式中，本发明的第一方面的方法(以下称为“组合直接和间接信道模式”或“组合信道模式”或“ccm”)仅在可用于通过金属线对连接进行通信的可用频谱的预定(优选地，上)部分中采用。优选地，这通过分配某些音调以在ccm模式下操作来完成，而其它音调在诸如矢量化的dmt的另一操作模式下操作。优选地，仅在高于截止频率的频谱的预定上部分(以下称为“ccm截止频率”)中采用ccm，以及在低于截止频率的可用频谱的下部分中，使用诸如矢量化dmt的另选模式。还要注意，在一些实施方式中，ccm仅用于在“下游”方向(即，从单个发送器到多个接收器)发送数据；在这样的实施方式中，仅在低于ccm截止频率的频率中发送上游信号。优选地，采用动态和灵活的技术来确定要使用的ccm截止频率。可以合理地假设(一般来说)矢量化技术能够很好地发挥作用到串扰耦合开始变成几乎(about)与直接耦合一样大的频率范围，但是随后越来越大的频率变得越来越低效(在给定传输功率电平的频谱效率方面)。然而，组合信道模式(ccm)布置的频谱效率在较高频率下不会如此快速地降低。优选地，该技术涉及在不同频率下测量信道质量，并且其中，训练信号通过不同的绞合金属线对来发送，使得可以评估各种串扰耦合的评估，并且其中，基于这些测量以寻求使使用低于ccm截止频率的矢量化dsl和高于ccm截止频率的ccm的系统的总频谱效率最大化的方式来进行ccm截止频率的选择。在一些实施方式中，这可以通过选择如下频率(或音调)作为ccm截止频率或截止音调来实现，在所述频率(或音调)处具有高于截止频率(或高于截止音调的频率)的频率的所有音调被评估为当以矢量化dmt模式操作时能够承载少于预定数量的比特(或高于该频率超过预定比例的音调被评估为能够承载小于预定数量的音调的频率，或高于该频率所估计的每音调的比特的平均(或其它平均)数量低于某一预定数量的频率等)。

本发明的其它方面涉及特别是以调制解调器(诸如，终端用户调制解调器和接入节点(an)(诸如，数字用户线接入多路复用器(dslam))，特别是可操作以根据g.fast协议进行通信并且跨下降点和用户场所之间延伸的短绞合金属线对(或一组线对)可部署，使得绞合金属线对具有小于500米并且最优选约250米或更小的长度的这样的调制解调器)的形式执行该方法的装置。另一方面涉及用于使一个调制解调器或多个调制解调器执行本发明的第一方面的方法的处理器可执行指令；类似地，另一方面涉及载体介质(特别是诸如光或磁存储设备(诸如，软盘、硬盘驱动器、cd或dvd)或诸如ssd驱动器或usb拇指驱动器的固态存储设备等的非暂时性载体介质)。

因此，本发明的第二方面涉及一种发送器，所述发送器用于经由相应的第一线连接和第二线连接将数据发送到至少第一接收器设备和第二接收器设备，所述第一线连接和第二线连接使用在所述线连接之间存在显著的间接耦合的频率处采用的离散多音调通信方法将每个相应的接收器设备直接连接到发送器设备，所述发送器设备包括：用于将要发送到所述第一接收器的第一组数据和要发送到第二接收器的第二组数据组合成单个公共离散多音调信号的数据组合器；以及用于利用公共信号驱动第一线连接和第二线连接的线路驱动器。

第三方面涉及一种接收器设备，所述接收器设备用于从根据第二方面的发送器接收通过线连接发送到该接收器设备的数据，该接收器包括：用于接收公共离散多音调信号的接收器；以及数据提取器，所述数据提取器用于从公共信号提取由发送器发送的、用于在接收器设备处接收的第一组数据。在一些优选实施方式中，数据提取器包括解扩器模块，所述解扩器模块用于根据码分多址技术对接收到的信号进行解扩操作。在另选优选实施方式中，数据提取器包括音调选择器，所述音调选择器用于基于由发送器指定的给接收器的音调的预定分配来选择由接收器检测并与不同的音调相关联的值的子集。

附图说明

为了可以更好地理解本发明，现在将参照附图仅以示例方式描述其实施方式，在附图中：

图1是示出分配点单元(dpu)以及两个客户驻地的示例宽带连接部署的示意图，所述两个客户驻地具有经由相应的绞合金属线对(tmp)连接)连接到dpu的相关客户驻地设备(cpe)调制解调器；

图2是例示出根据本发明的第一实施方式操作的调制解调器到调制解调器连接中的主要部件的示意性框图；

图3是例示出根据本发明的第二实施方式操作的调制解调器到调制解调器连接中的主要部件的、类似于图2的示意性框图；

图4是例示出由图3中的控制器单元执行的控制步骤的流程图；

图5是例示出根据本发明的第三实施方式操作的调制解调器到调制解调器连接中的主要部件的、类似于图2和图3的示意性框图；以及

图6是例示出由图5中的控制器单元执行的控制步骤的流程图。

具体实施方式

图1概括地例示出了可以采用本发明的实施方式的示例宽带部署。如图1所示，示例部署包括分配点单元(dpu)10，所述dpu10经由相应的绞合金属线对(tmp)连接21、22连接到两个用户驻地31、32(在该示例中其为单个房屋30内的公寓)，所述tmp连接21、22经由相应的客户驻地31、32内的相应的网络终端点41、42连接在dpu10内的接入节点(an)16(例如，数字用户线接入复用器(dslam))和相应的客户驻地31、32内的相应的客户驻地设备(cpe)调制解调器51、52之间。dpu10还包括：光网络终端(ont)设备14，所述ont设备经由光纤连接(诸如，无源光纤网络(pon))提供从dpu10到本地交换局建筑物的回程连接；以及控制器12，所述控制器12协调an16和ont14之间的通信，并且可以执行一些管理功能(诸如，与远程持久性管理代理(pma)进行通信)。

对于本领域技术人员显而易见的是，涉及来自分配点的光纤回程连接和从分配点到客户驻地的绞合金属线对连接的所例示出的部署正是g.fast标准旨在是适用的这种部署。在这种情况下，tmp连接可能短到几百米或更短(例如，可能仅几十米)，并且因此可以使用非常高频率的信号(例如，高达几百兆赫兹)来通过短tmp进行通信，因为由于线路短，所以高频信号的衰减不足以阻止它们承载有用的信息。然而，在这样的高频率下串扰成为重要的问题。这显然尤其将是这种情况，其中串扰线路在它们的部分长度上彼此并排地行进(如图1所例示的情况)；然而，即使在线路仅对于其总长度的非常小的一部分(例如，仅在离开dpu10时)彼此靠近的情况下，串扰在高频(例如超过80mhz)下仍然是一个问题。g.fast目前提出在存在串扰线路的所有频率下简单地使用矢量化技术，以减轻串扰效应。然而，本发明的实施方式使用另选技术来减轻串扰效应。

第一实施方式

现在参照图2，示出了根据被选择以例示出所述方法的基本原理的第一简单实施方式的an16和cpe调制解调器51、52内的主要部件的示意性例示，允许使用与串扰效应相关联的间接信道，而不是简单地通过采用矢量化技术来减轻。

如图所示，根据图2所例示的实施方式的an16包括第一数据源和第二数据源、数据编码器和串并转换器(dsdesp)模块1611和1612。这些基本上是dsl调制解调器中的常规功能，并且在这里除了指出其输出是一组数据值d1-dm之外将不再进一步描述，每个数据值可以被映射到一个或更多个比特的集合以及被映射到与要在上面发送数据值的相应音调相关联的调制信号星座内的点二者。例如，如果确定音调t1能够承载3比特数据，则相应的数据值将被设置为2³＝8个不同的值(例如，被设置为0到7之间的十进制数)中的一个值，所述值中的每一个与具有8个不同星座点的相关信号星座内的不同的星座点对应。单个符号的数据值可以被认为是形成数据值的矢量(对于每个数据-携带音调一个)，并且一起承载要被发送到与各个终端用户调制解调器51、52相关联的终端用户的用户数据连同任何开销数据(例如，前向纠错数据等)。

还要注意，由于本实施方式采用码分多址(cdma)，所以每个dsdesp模块1611、1612生成针对每个音调的数据值，使得两个模块1611、1612生成用于通过音调1发送的数据值(例如，d1¹和d1²)。这些数据值不一定与下面将更详细地解释的相同数量的比特有关。例如，可能的是，调制解调器51可以确定音调1能够支持每符号3比特，而调制解调器52可以确定音调1仅能够支持每符号2比特。在这种情况下，dsdesp1611可以生成3比特数据值(例如，0到7之间的数字)，d1¹，而dsdesp1612可以生成2比特数据值(例如，0到3之间的数字)。

离开每个dsdesp模块1611、1612的数据值然后(以适当的顺序)被传递到相应的多比特电平正交幅度调制(m-qam)调制器1621、1622，所述m-qam调制器1621、1622将每个输入数据值转换为相应的复数x1¹至xm¹和x1²至xm²，每个复数表示复数星座图内的复数点。例如，数字值d1¹＝7(＝111)可以被m-qam调制器1621映射到音调1的复数1-i，其中，音调1已(通过调制解调器51)被确定每个能够承载3比特数据。

然后，将这些复数x1¹至xm¹和x1²至xm²中的每一个输入到扩展器模块1630(其在本实施方式中是单个公共扩展器模块1630)，所述扩展器模块1630执行由以下等式给出的常规cdma扩展操作：

为了生成一组“码片”使得k个复数(对于从i＝1到i＝k的所有i)被转换为p个码片(对于从p＝1到p＝p的所有p)，其中，p是所使用的扩展码的长度，以及k是使用所采用的cdma技术复用的不同数据流的数量。对于所有m组k个(对于从m＝1到m＝m的所有m，以及从i＝1到i＝k的所有i)执行该组合和扩展，以生成相应的m组p个组合和扩展的码片(对于从m＝1到m＝m的所有m，以及对于从p＝1到p＝p的所有p)。在本实施方式中，存在2个这样的数据流(一个数据流针对每个终端用户调制解调器51、52)，使得k＝2，并且所使用的扩展码的长度为2，使得p＝2(因此m组的复数对和被转换成m组码片对和)。此外，在本实施方式中，将m组码片对和作为2个帧发送，每个帧包含m个码片，使得原始复数随时间而扩展开，其中，m个码片通过相应的m个音调以常规的离散多音调(dmt)方式被发送。

应当理解，组合和扩展的效果是将针对不同终端用户调制解调器的数据组合在一起，并且然后再次将其扩展开，使得可以通过执行解扩动作稍后被恢复。以这种方式，生成虚拟数据信道，由此虽然实际上所有相同的数据实际上都通过两个tmp21、22发送到两个调制解调器51、52，但是通过第一虚拟数据信道将去往第一调制解调器51的数据从第一数据源、编码器和s/p模块1611发送到第一调制解调器51，并且将去往第二调制解调器52的数据通过第二虚拟数据信道从第二数据源、编码器和s/p模块1612发送到第二调制解调器52。利用简单的数值示例(忽略暂时在通过信道的传输期间传递给所述发送的信号的噪声的影响)，可以很容易地证明实现这一点的众所周知的cdma原理，因此：

在本实施方式中考虑使用以下扩展码{1，1}和{1，-1}；换言之，还要考虑到对于单音(音调1)，我们使复数值1+i被发送到调制解调器以及使复数值-i被发送到调制解调器在组合和扩展之后，它们被转换为两个码片和然后，这两个码片在两个单独的帧中被发送(经由ifft模拟前端信道等，下面将简要讨论)，并且一旦它们已经被接收到，就在调制解调器51、52中执行解扩操作，调制解调器51使用扩展码{1，1}以及调制解调器52使用扩展码{1，-1}，以使用来恢复数据，其中，在m＝i＝1(第一音调用于第一接收器-调制解调器51)时使得在调制解调器51中(或在适当的归一化之后的)，而在m＝1，i＝2(第一音调用于第二接收器，调制解调器52)时在调制解调器52中(或在适当的归一化之后的)。

一旦以上述方式生成码片，剩余的处理就是常规的并且与本发明无关。因此，在正交频分复用(ofdm)/dmt系统中，适当生成的码片从扩展器模块1630传递到快速傅里叶逆变换(ifft)模块1640，以用于以正常方式将针对单个帧的多个码片转换为组合的正交时域信号。然后，时域信号由合适的模拟前端(afe)模块1650再次以包括任何正常常规方式的任何合适的这种方式进行处理。顺便值得注意的是，在本实施方式中，仅使用单个afe模块1650，但是当然也可以使用两个不同的afe模块，针对每个tmp21、22一个afe模块；注意，在通过多个tmp连接要被发送的公共信号由单个公共afe处理的实施方式中(如在本实施方式中)，产生的优点在于，发送到单独的tmp连接上的所获得的信号将趋向于比在它们已被单独的afe模块预处理时更相似(由于构成afe模块的模拟组件中的不可避免的小差异)。无论如何，在本实施方式中，在由afe模块1650进行处理之后，所获得的模拟信号经由耦合器装置2000共同地被发送到两个tmp连接21、22上，该耦合器装置2000简单地将两个tmp连接21、22耦合到公共afe模块1650。

在通过tmp连接21、22的传输期间，将根据信道的信道响应并且由于撞击到连接上的外部噪声而以正常方式修改信号。具体地，两个直接信道(所述直接信道是从发送器16经由tmp21到调制解调器51的一个直接信道以及从发送器16经由tmp22到调制解调器52的一个直接信道)之间将存在串扰(并且最尤其是远端串扰)，导致在调制解调器51和52处从间接信道接收信号(例如，被发送到tmp21上但在调制解调器52处被接收的信号以及被发送到tmp22上但在调制解调器51处被接收的信号)。然而，由于相同的公共信号被发送到两个tmp连接上，所以每个接收器/调制解调器51、52处的净效应是单个组合(直接和间接)信道的净效应，并且可以由接收器/调制解调器51、52以正常的方式(好像不存在串扰干扰一样)进行评估和考虑。实际上，通常，与没有间接接收的信号分量(即，没有信号被发送到另一个调制解调器52、51的直接信道22、21上)并且仅单个直接信号被发送到直接连接的tmp21、22上的情况相比，(组合的直接和间接)接收信号的间接接收分量可以增加针对给定的调制解调器51、52的接收信号的snr。

在通过tmp连接21、22传递之后，该信号在模拟前端(afe)模块5150、5250处(由调制解调器51、52两者)接收，该afe模块5150、5250执行通常的模拟前端处理。然后，将由此处理的信号传递到快速傅立叶变换(fft)模块5140、5240，所述fft模块5140、5240执行接收信号从时域到频域的通常变换。然后，离开fft模块5140、5240的信号在本实施方式中被传递到频域均衡器(feq)模块5160、5260。这种频域均衡器模块的操作在本领域中是公知的，并且因此本文不再进一步描述。然而，应当注意，这里可以(诸如，使用简单的时域线性均衡器、判决反馈均衡器等)执行任何类型的均衡。对于ofdm系统中的均衡的更多信息，读者请参考：“zero-forcingfrequency-domainequalizationforgeneralizeddmttransceiverswithinsufficientguardinterval”bytanjakarp,steffentrautmann,norbertj.fliege,eurasipjournalonappliedsignalprocessing2004:10,1446–1459。

一旦接收信号已经通过afe、fft和feq模块，除了将会有在an和调制解调器51、52之间传输信号期间由信道的不完全均衡产生的某种程度的误差和撞击到线路上的外部噪声的影响之外，得到的信号至以及至就应该类似于在an16中呈现给ifft模块的码片该误差通常逐个接收调制解调器而不同。这可以在数学上表示为和其中，是由在调制解调器51处接收的信号通过afe5150、fft5140和feq5160的组合处理而产生的值与码片之间的误差，并且不一定等于第二调制解调器52的相应误差然后，这些针对调制解调器51的接收到的值至和针对调制解调器52的接收到的值至被传递到它们各自的解扩模块5130和5230，其中，所述解扩展模块5130和5230执行解扩操作。在解扩操作中，每个调制解调器使用其自己的扩展码，以恢复去往其自身的数据。在本实施方式中，发送码片在时间上扩展，使得需要使用在不同帧中接收的多个接收信号执行解扩。因此，在本实施方式中，每个解扩模块5130、5230缓冲接收到的值至以及至直到已经接收到足够值以能够通过下式数学地描述解扩操作：

其中，在中，i上标指示哪个接收调制解调器正在执行解扩操作(因为不同的调制解调器使用不同的扩展码)，并且p上标指示哪个码片(在需要一起重构期望的复数值以由m-qam解调器模块5120、5220进行检测的码片序列内)与所述值有关(其中，在本实施方式中不同的码片已经在不同的时间-即在不同的帧内被发送)。在本实施方式中，使用长度为2的扩展码将每个复数值x扩展为两个码片，并将它们在相邻帧中发送，使得在接收到一对帧之后，针对每个音调m的两个接收到的和处理的值和分别乘以它们各自的扩展码值(即，和)，并且然后相加在一起。然后，将所获得的解扩信号至以及至传递到每个相应的m-qam解调器模块5120、5220，其中，根据其值为每个值选择相应的星座点(例如，通过选择最接近由值表示的点的星座点，除非使用网格编码等)。所获得的数据值至以及至应当基本上(除了由误差导致的一些少量的不正确检测值之外)与原始输入到an/发送器16内的相应的m-qam1621、1622的数据值d1¹至dm¹以及d1²至dm²对应。然后，将这些值输入到相应的解码器(和接收到的数据处理)模块5110中，该解码器模块5110重新组装检测到的数据并执行任何必要的前向纠错等，并且然后以正常的方式将所恢复的用户数据呈现给其寻址的任何服务，从而完成该数据的成功传输。

第一实施方式的变型

在上述实施方式中，在an16和相应的一对终端用户调制解调器之间仅存在两个tmp连接。然而，应当理解，该方案可以通过简单地扩展数据源、编码器和s/p1611、1621和m-qam调制器1621、1622模块的集合的数量被应用于任何数量的tmp和相应的调制解调器，其相应地馈入扩展器模块1630；此外，如本领域技术人员将显而易见的那样，当然需要增加相应采用的正交扩展码的数目，以能够在扩展操作中将不同的数据集合合并在一起，也增加了在调制解调器等处执行解扩之前需要缓冲的帧集合的数量。

对熟练的读者来说显而易见的是，上述ccm模式可以被认为是一种类型的多载波码分多址(mc-cdma)技术。因此，显而易见的是，已经产生了“码片”，可以在时间(如上述第一实施方式)或频率中对它们进行扩展。为了在频率上扩展码片，代替在每个帧中针对每个音调生成一个码片，针对每个用户/调制解调器相对于可用音调的数量，生成较少数据值d1¹至dm¹的组。例如，在使用为2的扩展码(如前所述)的两个用户的情况下(并且假设所有音调可以承载每音调相同数量的比特，与第一实施方式中不同)，可以为每个用户生成如存在可用于承载数据值的音调的一半数量的数据值。一旦已经形成码片(针对每个数据值为两个码片)，则将存在用于承载的、与在其上承载所述码片的音调完全相同数量的码片，并且将每个码片分配给一个音调。由于所有码片被承载在一个帧中，所以不需要处于接收码片在解扩之前被缓冲的这种布置中，并且因此在这种布置中延迟减少。

另一方面，需要尽可能确保能够承载相同数量比特的音调(从所有接收调制解调器的角度来看(尽管两个音调可以承载的实际比特数对于不同的调制解调器无需是相同的，即，如果调制解调器1确定音调1和11每个都可以承载3比特，并且调制解调器2确定音调1和11每个都可以承载2比特，则它们将成为用于承载与相同的数据矢量相关联的两个码片的良好候选)。

如果有必要使用两个音调，该两个音调(针对至少一个接收调制解调器)它们可以承载的估计的比特数不相等，则必须做出关于要执行什么级别的调制的一些决定。然而，可能在一些情况下，例如，其中，即使给定的第一音调在常规dmt方案下只能可靠地承载假设(say)2比特，使用cdma方法实现的增益可以使得能够通过当与给定的第二音调合作时给定的第一音调的组合可靠地承载假设3比特(特别是在给定的第二音调将能够以传统的dmt方法可靠地承载3个或更多个比特数据的情况下)。

第二实施方式

应当理解，上面参照图2的上述实施方式以相当粗糙的形式论证了组合的直接和间接信道传输方法，以例示所述基本原理。现在转到图3，描述了一种更复杂的实施方式，其中，使用多于一种传输模式，以能够实现比利用图1所例示和上面描述的实施方式所能实现的更大的频谱效率。

因此，在图3中，其中，相同的附图标记已经用于相同的部件，可以看出，图2的扩展器模块1630已经利用扩展器/矢量化模块1670来代替，所述扩展器/矢量化模块1670以下面更详细地讨论的方式执行关于一些音调的常规矢量化和关于其余音调的扩展。可以看到与图2的实施方式相比的附加改变包括在该实施方式中，一对单独的ifft模块1641和1642代替图2所例示的实施方式的公共ifft模块1640，并且类似地分开的模拟前端(afe)模块1651和1652代替图2的公共afe模块1650。另外，在图3的实施方式中，因为每个afe1651、1652仅直接连接到其相关联的tmp21、22，所以不需要耦合器模块1660。在图3中作为替代示出的是一个框，所述框指示tmp21、22的效果是产生关于tmp21的(组合的直接和间接)信道响应h¹(t)＝(h1¹(t)h2¹(t))和关于tmp22的h²(t)＝(h1²(t)h2²(t))-其数学上可以被认为是单个的组合矩阵信道响应图3中另外明确地示出的是分别位于an16、第一调制解调器51和第二调制解调器52内的各种控制器1690、5190和5290。如图3中虚线连接线所示，这些控制器能够彼此通信(例如，如dsl技术中众所周知的，经由常规嵌入式操作信道(eoc))。本实施方式中所例示的控制器的主要功能是使得一方面an16和另一方面调制解调器51、52在确定和设置ccm截止频率(下面将讨论)中以及在控制训练信号的发送中相互配合，以使得能够执行正确的信道估计，如下面将参照图4更详细地描述的。

从图3可以看出，从扩展器/矢量化模块输出4组值(尽管实际上这些组中的两组是相同的)。因此，输出的最大的一组值是从c1至cm的码片值，然后输出一组预失真复数x′m+1¹到x′n¹，然后输出码片c1至cm的第二副本，并且最后输出第二个、不同的一组预失真复数x′m+1²到x′n²。还要注意，前两组输出值(c1至cm和x′m+1¹至x′n¹)被传递到第一ifft模块1641，而第二个两组值(c1至cm和x′m+1²至x′n²)被传递到第二ifft模块1642。

码片c1至cm以与上述参照图2所描述的第一实施方式相同的方式生成，而复数值x′m+1¹至x′n¹使用常规矢量化技术通过使由m-qam模块1621输出的值xm+1¹至xn¹预失真来生成，以基于从tmp22到tmp21上的串扰耦合程度的估计知识，以按照公知的矢量化技术完成的正常方式，考虑(在对于x′m+1²至x′n²的其自身的预失真之后)要被发送到tmp22上的信号xm+1²至xn²的影响。扩展器/矢量化模块1670使值xm+1²至xn²预失真，以按照类似的方式形成输出值x′m+1²至x′n²。

在接收器中的每一个处，由afe、fft和feq模块以正常方式处理接收到的信号，以在第一调制解调器51中分别生成音调1至m上的值至以及音调m+1至n上的至在本实施方式中，仅值至被传递到解扩模块5130，而值至被直接传递到m-qam解调器模块5130。因此，可以看出，在本实施方式中，本质上使用两个不同的“信道”，其中，音调1至m用于ccm模式，而音调m+1至n正在以常规矢量化dsl模式被使用(注意这些可能还使用根据当前提出的g.fast草案标准的模式等，所述g.fast草案标准在时分复用方式中采用矢量化dmt)。需要注意的一点是，如果(如在本实施方式中)码片随时间扩展，使得在需要执行解扩动作以恢复所传输的用户数据的所有码片是可用的之前，接收和缓冲两个(或更多个)帧，根据第一实施方式，则需要an16针对ccm模式对以一半(或更小)的速率发送的数据进行调度，通过矢量化dmt模式信道传输的数据以所述速率被调度以用于传输。在本实施方式中，这由数据源、编码器和s/p模块1611、1612来处理。

另外需要注意的点是，对于操作的这两种模式(矢量化dmt和ccm模式)所需的执行信道估计的过程需要针对两种模式略有不同地进行。因此，在本实施方式中，控制器1690、5190和5290以下面参照图4所述的方式进行协作，以确定截止频率，该截止频率将通过指定值m来确定在ccm模式下采用哪些音调，使得在ccm模式下使用音调1到m，并且在矢量化dmt模式(或类似的模式)下使用音调m+1到n，其中，1是对于系统来说可用的最高频率音调，并且n是对于系统来说可用的最低频率音调。此外，控制器控制调制解调器的操作以执行在ccm模式下操作音调1至m所需的必要信道估计。

在转到图4之前，还值得一提的是，尽管附图未例示出用于执行上游传输所需的部件(从调制解调器51、52到an16)，但是不言而喻，这些部件是被包括在内而尚未被简单地例示出，因为它们与本实施方式无关。不过应当注意，上游传输可以或者借助于依据根据vdsl标准的dmt技术的频分复用或者使用根据演进的g.fast标准的当前草案版本的tdm方法来处理。

现在转到图4，现在描述由控制器执行的、用于协调an与调制解调器21、22之间的传输以仅针对可用音调的一部分使用ccm模式的方法。该方法在步骤s10处开始，在该方法中，调制解调器执行常规同步，除了尽管建立了eoc信道(优选仅使用低频音调)但是在完成常规同步时不立即输入showtime模式之外。正常的同步过程包括执行信道估计和对间接耦合进行评估等，以能够估计合适的矢量化参数等。在完成该步骤时，建立eoc信道，以使得an控制器1690能够与调制解调器控制器5190、5290进行通信。然后，该方法进行到步骤s20，其中，an控制器1690确定适当的ccm截止频率。在本实施方式中，这通过将已被估计为能够(由调制解调器51、52两者)承载不超过1比特并且对于该音调来说针对低于它的所有音调的每音调平均(平均)估计比特数大于每音调两比特并且针对其余音调(其自身和具有比其自身高的频率的所有音调)的每音调平均(平均)估计比特数小于每音调两比特的最低音调，或者标记所有可用音调的前20％的音调(即，其中，m＝n/5)使得ccm音调从音调1变化到音调m＝n/5的音调选为ccm截止音调来进行，无论这两个选项中的哪一个具有最高的数字(即，具有较低的频率，以使分配给ccm模式的音调的数量最大化，因为音调从1(最高频率)编号到n(最低频率))。

已经选择了ccm截止频率/截止音调，该方法进行到步骤s30，在步骤s30中，通过分配用于在ccm模式下使用的音调，在ccm模式下生成并发送公共训练信号。每个调制解调器51、52再次测量音调的ccm部分中各个音调中的每个音调处的信道。然后，该方法进行到步骤s40，在步骤s40中，每个调制解调器基于前面步骤中采用的信道测量来估计每个这样的音调在ccm模式下每帧(或每组帧，因为应该有一些从扩展和解扩动作产生的编码增益)可以支持的比特数。

然后，该方法进行到步骤s50，在步骤s50中，基于估计的音调容量由an控制器1690确定码片到音调分配。在本实施方式中，这是微不足道的，并且可以简单地在任何任意或方便的基础上执行(例如，对每个生成的码片进行编号以在单个帧中发送并将其分配给类似编号的音调)，但是在其它实施方式中，该步骤可能是重要的(例如，采用频率扩展的元件，使得对相同数据进行编码的一些码片在相同的帧中被发送，如上面关于第一实施方式的变型所讨论的)。

最后，在步骤s60，系统进入showtime，一些数据通过分配给矢量化dmt的音调的部分来发送(这可以包括根据当前提出的、用于根据g.fast提案/草案发送下游数据的方法的发送)并且其余在ccm下发送。

现在转到图5，示出了ccm传输系统的第三实施方式，其中，基于图2，相同的附图标记已经被用于相同的部件。类似于图2，该实施方式旨在原则上例示其中使用fdma而不是cdma的另选ccm方案，并且因此该实施方式排除了与如何在ccm下可使用仅音调的一部分而其余的在矢量化dmt模式下被使用(根据第二实施方式)有关的细节，以及排除与上游传输有关的细节等。尽管如其它实施方式一样，当然应当认识到，实际的实施方式当然将包括这样的附加方面，并且它们已经被从图5中省略，并且本文的讨论仅仅是为了清楚和简洁起见。图5虽然包括与图3中的控制器的作用类似的控制器1691、5191和5291，但由于该实施方式的fdma性质而具有稍微不同的功能。下面参照图6更详细地描述这一功能。

从图5可以看出，代替扩展器1630和解扩器5130、5230模块，该第三实施方式在an1611中具有音调分配器1680，并且在调制解调器51、52中具有音调选择器模块5180、5280。同样在图3中，第二数据源、数据编码器和s/p(dsdesp)模块1612被例示出为生成数据值d1²至dn²而不是如图2中的情况那样至dm²。其原因仅在于强调不需要由本实施方式中的两个dsdesp模块1611、1612中的每个生成相同数量的数据值，原因将变得显而易见。相应地，来自第二m-qam调制器1622的输出是与传递至此的数据值d1²至dn²相对应的一组复数x1²至xn²。

在本实施方式中，由第一调制器1621和第二调制器1622生成的m+n复数全部被传递给音调分配器1680，所述音调分配器1680将这些值中的每个值分配给相应的音调，然后将它们作为复数值x′1至x′m+n转发(重新排序，否则不变)到接收所有m+n值的ifft。换句话说，存在m+n个音调可用，并且将复数值中的每个分配给单个相应的音调。具体地，一些音调由此被分配给来自第一dsdesp模块1611的数据，所述来自第一dsdesp模块1611的数据去往第一调制解调器51，而其余音调被分配给来自第二dsdesp模块1612的数据，所述来自第二dsdesp模块1612的数据去往第二调制解调器52。然后，通过ifft和afe模块1640、1650以常规方式处理复数，并且所获得的信号经由耦合器2000耦合到两个tmp21、22上，如第一实施方式中那样。在每个调制解调器51、52处，如在第一实施方式中那样接收和处理信号以产生(在通过相应的afe、fft和feq模块5150、5250、5140、5240、5160、5260进行的正常处理之后)第一调制解调器51处的值至和第二调制解调器52处的值至如在第一实施方式中，这些值应该非常相似，但是由于an16与第一调制解调器51之间的信道以及an16与第二调制解调器52之间的信道的差异，这些值可能略有不同。在每个调制解调器51、52处，这些值至和至然后被传递到相应的音调选择器模块5180、5280，所述音调选择器模块5180、5280(在其各自的控制器5191、5291的控制下)仅选择来自分配给调制解调器的音调的值，利用所述值形成一部分，并将其作为值至(对于第一调制解调器51)、至(对于第二调制解调器52)转发到其相应的m-qam解调器5120、52020，以进行解调。通过选择与仅分配给它的音调对应的正确值，每个调制解调器从接收到的数据的全部仅恢复出去往其自身的数据。

要注意的一个重要的点是(如本申请中之前所述)，由于信道(从每个相应的调制解调器角度来看)可能略有不同，所以可能从逐个调制解调器相比的角度来看，特定的音调可能看起来能够支持更多的比特。为了使整个传输系统的频谱效率最大化，将这样的音调分配给调制解调器是有利的，相比于另一个调制解调器，所述调制解调器可以从特定的音调接收更大数量的比特。以及使频谱效率最大化，这还有助于降低用于一个调制解调器的数据正被另一个调制解调器接收和窃听的风险。然而，这种风险仍然存在，应当采用其中存在用于一个调制解调器的数据通过另一加密技术被拦截的安全性考虑的在本说明书中描述的所有这些ccm方法以降低该风险。

如本阶段读者所理解的那样，控制器1691、5191和5291的主要功能是决定对调制解调器的音调的适当分配以及在它们之间达成一致二者，使得所传输的数据被正确地分配给预期的音调，并且然后在接收调制解调器处再次恢复正确的数据。为了执行该功能，执行图6所例示的方法。注意，下面参照图6描述的方法假设存在在控制器之间进行通信的装置。这可以以任何方便的方式(包括借助于上面参照图3和图4所述的装置，或通过任何其它合适的装置)来进行。

因此，现在参照图6，在s10开始该方法时，an16通过所有音调发送训练信号，并且由调制解调器51、52检测和测量这些信号。基于在调制解调器处的这些测量，在步骤s20，每个调制解调器确定音调容量(例如，调制解调器认为可以由给定的音调每帧承载的比特数)，并将其传送给an控制器1691。

然后，该方法进行到步骤s30，在步骤s30中，an控制器使用每个调制解调器对每个音调的容量的评估来确定对每个调制解调器51、52的音调的智能分配，以这样的方式通过向针对其这些音调可以支持最大比特数的调制解调器分配音调来尝试使系统的频谱效率最大化。下面更详细地阐述实现这一点的示例性算法。以这种方式已经确定了适当的分配后，然后，an控制器1691通知每个调制解调器控制器5191、5521哪些音调已被分配给它(或更精确地分配给它的调制解调器51、52)。

然后，该方法进行到步骤s40，在步骤s40中，在fdmaccm操作模式下将实际数据从an16发送到调制解调器中的每一个。在优选实施方式中，可以连续地测量信道并向an控制器1691报告信道，所述an控制器1691可以周期性地确定应该改变音调的分配，并且然后协调与调制解调器控制器的分配变化，以不断优化发送系统，尽管噪音环境有变化。

用于给调制解调器分配音调的示例算法

可以使用基于调制解调器考虑音调可以支持的比特数生成到调制解调器的合理有效的音调分配的任何算法。仅作为一个这样的算法的示例，下面给出以下伪代码：

如果我们将变量bpfr定义为由接收器r接收的每帧的比特数并且将变量bptt^r定义为音调t针对接收器r可以支持的比特数，并且如果音调t被分配给接收器r，δr,t取值1，否则取值0，则我们规定算法寻求使针对所有接收器r(即，其中，1≤r≤r，其中，r是接收器(或最终用户调制解调器)的总数)的min{bpf}和σbpfr(在所有接收器上求和)二者最大化。

设置t＝音调的总数；

设置r＝接收器的总数；

创建具有所有零值元素的整数数组bpf[r]；

创建具有所有零值元素的二维整数数组bpt[r,t]；

创建具有所有零值元素的二维二进制数组kdel[t,r]；

创建具有所有false元素的一维布尔(boolean)数组allocated[t]；

创建临时整数变量rsel和tsel；

根据从每个接收器控制器提供给中央控制器的信息针对每个r和每个t设置bpt[r,t](如图6中的步骤s20)；

开始循环；

选择bpf[r]为最小值(与针对所有r的值的所有bpf[r]的值相比)的所有r；

对于所有选择的r和所有尚未分配的音调t(其中，allocated[t]＝false)，

设置rsel＝r以及tsel＝t，针对这种情况，bpt[r,t]是最大的(如果超过一个通过任何任意过程选择任何一个，例如，t的最低值和/或r的最低值)

设置kdel[tsel,rsel]＝1，allocated[t]＝true以及

bpf[r]＝bpf[r]+bpt[rsel,tsel]；

对于所有r≠rsel，设置bpt[r,tsel]＝0；

重复循环，直到对于所有t，allocated[t]＝true为止。

简而言之，上述算法以每帧(当前)最低比特迭代地识别一个接收器(或多个接收器)，并为它或它们识别可以支持针对该接收器的最高比特数的多个音调(或多个音调中的一个)并将其分配给相应的接收器，并且然后更新与该接收器相关联的每帧的比特数并重新迭代。