盲信道均衡器的制作方法

文档序号:11335363阅读:404来源:国知局
盲信道均衡器的制造方法与工艺

本发明涉及射频传输的技术领域,并且更特别地涉及盲信道均衡。

在射频传输中,在发射器与接收器之间传输信号m。射频信道(信号m通过该射频信道进行转运)尤其是因为由电磁波在其中传播的介质引起的问题而使所发射的信号m失真。因此,接收器实际上接收到的是信号x。通常通过函数h来对信号x建模,函数h描绘由信道造成的改变,以卷积方式将函数h应用于原始信号m,对信号x添加测量噪声b,即

干扰的示例是由多次反射或多路径所引起的。在障碍物上的反射之后,信号看到其行程相对于更直接地传播的信号变长。结果是,接收器可能接收到同一信号的(由于按照更长的路径传播而被延迟的)一个或多个出现——其叠加于按照(直接的或包括更少反射的)更短路径传播的信号。

信道均衡器(还被命名为信道估计器或信道标识器)的目的是后验地校正由信道对信号引起的改变。为此,均衡器处理所接收的输入信号x,并产生尽可能接近所发射的信号m的输出信号y。均衡器因此是如下的设备:其对输入信号x应用校正函数f以便产生输出信号y,其中。均衡器的质量因为输出信号y再现了原始信号m—如果具有对应于传输延时的延迟τ的情况的话,即量值被最大可能地减小—而是更好的。

为了帮助解决均衡问题,在所发射的信号m中包括已知的基准要素可能是有利的,所述已知基准要素当其在所接收的信号x中被辨识出(如果是被改变的情况的话)时帮助接收器标识信道并且因此促进校正函数f的确定。然而,并不总是可能或合期望地包括这样的基准要素。当均衡器不使用这样的基准要素时,其被称作是盲的或自学的。

为了实现盲均衡器,已知采用自适应滤波器。这样的滤波器从输入信号x产生输出信号y。滤波器根据成本函数j、通过随动伺服进行适配。该成本函数j典型地是有关于指示量值(寻求对该量值进行最小化和/或将其消除,尽管m未知)的一个或多个标准而构建的。

已经通过取名为“强置恒定模”(或按英语的“constantmodulusalgorithm(恒定模数算法)”,cma)的godard理论化了盲均衡问题。来自关于所发射的信号m的统计假设的结果之一允许用来替代,其中r为会从输入信号x确定或估计出的收敛半径。这提供了估计用于成本函数j的标准的手段。

还提出了其它标准以用于实现盲均衡:sato、kurtosis、benveniste。

godard的另一结果是该唯一标准并不是足够的,因为其不确保向最优解收敛。其还需要改进。

在提供有成本函数j的情况下,已知的是通过应用称为随机梯度的方法来以收敛方式适配滤波器。

在实践中,通过自适应数字滤波器来实现这样的方法需要强的计算能力。在应用于安装在机动车中的汽车收音机的情况下,使用被适配用于承受住这样的使用环境的“汽车”耐用处理器(也就是说能够满足由汽车产业的负载规格所强加的条件)是恰当的。这样的“汽车”耐用处理器相对于可能在其环境不太受束缚的应用(办公室计算机、蜂窝电话等)中遇到的“大众”处理器传统地呈现出缩减的性能。在任何情况下,针对处理器的性能增加引发成本的几乎呈指数的增加,并且一直感兴趣的是减少计算量方面的需求。

在现有技术进展状态下,“汽车”耐用处理器能够实现基本godard方法。然而,它们还是仍然不能实现包括补充部分(然而是必要的)方法。

在汽车使用的背景中,由于移动性,信道是改变的,并且其显现出所接收的信号的功率上的大的变化。这种变化易于引起对滤波器进行适配的随动伺服发散(divergence)。传统的应对可能是:通过自动增益随动伺服(按英语为:automaticgaincontrol(自动增益控制),agc)来预先应用功率规范化。然而这样的方法在本使用情况下是不合期望的,因为它改变了输入信号x,因而干扰了在均衡器设备的下游实现的各种处理和测量。这一点由于如下而被增强:均衡器设备是可选的而且其添加和撤销对于射频接收器来说应当是透明的。

本发明的目的在于通过提出一种盲信道均衡器来应对这些不同缺陷,所述盲信道均衡器能够补偿输入信号x的功率上的偏差。

为此,本发明提出了一种盲信道均衡器设备,其用于适配于在发射处的恒定包络信号调制的射频接收器,所述盲信道均衡器设备包括:

•自适应线性数字滤波器,其在一时刻由其系数定义,该自适应线性数字滤波器能够对输入信号进行滤波以产生输出信号,

•估计器,其能够估计输入信号的功率,

•适配器,其能够通过计算在一时刻的滤波器的系数、通过从在前一时刻的滤波器的系数减去被分配有校正系数的成本函数的梯度来适配滤波器,

其中成本函数包括输出信号的平方与功率之间的距离的第一标准,

其中校正系数是包括恒定的收敛系数以及与功率的平方成反比的缩放系数的乘积。

这样的特征有利地允许适配随机梯度的校正系数以便虑及针对输入信号实际接收的功率。其另外允许避免采用不利于部署在下游的其它模块的自动增益随动伺服。

根据另一特征,成本函数由等式来定义,其中j是成本函数,是在时刻n处的输出信号的采样,并且p是功率。

根据另一特征,该设备还包括离差部件,用等式替代成本函数的梯度,成本函数的梯度由等式定义,其中是梯度运算符,j是成本函数,是在时刻n处的输出信号的采样,p是功率,是输入信号的采样的向量,k是滤波器维度,并且指明复数z的共轭,其中q是随机整数,只要,其中q是整数,优选地等于10。

根据另一特征,成本函数还包括输出信号与其导数的乘积在实轴上投影为零的第二标准,成本函数于是由等式来定义,其中j是成本函数,是在时刻n处的输出信号的采样,相应地,是相应地在前一时刻n-1处的输出信号的采样,p是功率,指明复数z的实部,并且指明复数z的共轭。

根据另一特征,滤波器是有限脉冲响应滤波器,rif。

根据另一特征,该设备还包括控制器,其能够在计算滤波器系数之后验证每个系数被界定在最小阈值与最大阈值之间,其中优选地,每个最小阈值等于对应的最大阈值的相反数,并且所述控制器还能够在相反情况下重新初始化滤波器系数。

根据另一特征,该设备还包括近似器,其能够确定缩放系数的近似,所述近似器包括:划分部件,其能够将输入信号的功率跨度划分成多个区,只要功率在两个相邻区之间差不多以因数4变化;关联部件,其能够把计算在根据功率的每个区上的缩放系数的逼近函数关联到所述区,所述逼近函数采用被除以2的对应于区的索引的四倍次方的多项式的形式,所述逼近函数与跟相邻区相关联的逼近函数连续;以及应用部件,其能够应用与对应于功率的区相关联的逼近函数,以便计算缩放系数的近似。

根据另一特征,逼近函数的多项式是功率的仿射函数。

根据另一特征,估计器通过在被分配有可配置的固定增益的平滑时间窗口上的平均来确定输入信号的功率。

本发明还涉及包括这样的信道均衡器设备的射频接收器。

本发明因此提出了多种新颖特征,它们可以被单独地实现或以补充方式实现,以便提供改进的盲信道均衡器设备。在这些改进之中,多种改进是为了简化设备,以显著地降低必需的计算功率为目的,尤其是以便能够将其引进到“汽车”耐用处理器(在必要的情况下,定点处理器)上。

从下面与附图联系地以指示方式给出的详细描述,本发明的其它特征、细节和优点将更清楚地显现,在附图中:

-图1呈现包括盲均衡器设备的射频接收链的框图,

-图2详细描绘这样的均衡器设备,

-图3图示将功率区间划分成各区以便确定缩放系数的近似,

-图4是包括近似的说明性数值的表格,

-图5图示缩放系数的近似的误差。

本发明可应用于适配于在发射处的恒定包络信号调制的射频接收器。这样的调制包括频率调制和相位调制。

如图1中图示那样,适配于在发射处的恒定包络信号调制的类型的射频接收链传统地包括(从左到右):天线2、选择器3、解调器4和声音再现部件6。选择器3负责从由天线2接收的完整的电磁波信号提取几乎以信道的中心频率为中心的信号。选择器3是通过以信道的中心调制频率为中心的带通—其实现对谱的一部分的提取—来示意地表现的。选择器3不改变频率,频率保持为基频。解调器4负责实现所选择的信号的解调,以便将其转换成能够被再现的音频信号。声音再现部件6负责该再现。其被描绘为扩音器,但是可以包括任何再现系统,包括耳机、一个或多个扬声器,并且在必要的情况下包括放大设备。

均衡器设备1添加在选择器3和解调器4之间,均衡器设备1从选择器3接收呈基频的输入信号x,均衡器设备1在均衡处理之后向解调器4提供特征类似于输入信号x的特征的输出信号y

射频接收链还可以包括至少一个音频信号处理设备5。这样的设备5典型地使用来自信号(输出信号y,或者在没有均衡器设备1的情况下,输入信号x)的信息以改进音频显现。由传感器7—如场水平测量传感器或调制水平测量传感器—在解调之前或之后对来自信号的这些信息进行测量。

均衡器设备1是可选的,因而有利的是输出信号y呈现与输入信号x的动态范围差不多的动态范围,以便不干扰这些传感器7和处理设备5,并且有利的是可能的均衡器设备1的添加对于这些模块来说保持透明。

图2详细描绘了均衡器设备1及其内容。这样的均衡器设备1的原理是对输入信号x进行滤波以获得输出信号y。为此,均衡器设备1包括自适应滤波器10。滤波器10是自适应的以便输出信号y最接近地再现发射信号m

本发明的原理可以应用于任何类型的滤波器。然而,接下来的描述是更特别地在其中通过数字滤波器10来实现滤波器的情况下说明的。

简化的假定假设:由信号传输带来的干扰是线性的,并且可以通过线性滤波器来对其进行校正。这样的线性滤波器10整体上由其系数来定义,,其中k是滤波器10的维度。这些系数在允许对这些系数进行全局地设计的向量a中被重组。这些系数由适配器在每个采样时刻改变,因而将记为在时刻n的系数的向量。

为了使输出信号y最佳地复制原始信号m,均衡器设备1包括适配器12。该适配器12能够通过计算在时刻n的滤波器10的系数来适配滤波器10。根据已知为随机梯度的方法,可以通过根据在前一时刻n-1处的滤波器10的系数并且根据成本函数j以递归方式计算在时刻n的滤波器10的系数来获得滤波器10的收敛。该计算根据等式实现,其中是在时刻n的滤波器10的系数k是滤波器10的维度)的向量,是在前一时刻n-1处的滤波器10的系数的向量,λ是校正系数,是梯度运算符,并且j是成本函数。

要最小化的成本函数j包括对量值的指示标准。在此,根据godard方法,该标准是输出信号y的平方与功率p之间的距离,其指示收敛半径r,具有关系p=r2

由于该标准取决于功率p,因此设备1还包括能够估计输入信号x的功率p的估计器11。

校正系数λ是一个重要要素,因为其确定滤波器10的适配随动伺服的收敛速度。如果其太小则不获得收敛或者收敛太慢。相反,如果其太大则适配不稳定或发散。

以已知的方式,将校正系数λ取为等于收敛系数μ,收敛系数μ是恒定的,表征设备1并且传统地在测试过程中凭经验调整。

然而,并且以下这种评注是本发明的核心:虽然按照假设发射信号m的功率是恒定的,但是由于由信道造成的干扰,在输入处接收的信号x的功率可能是变化的,并且呈现宽的变化区间。传输并不是按统一的增益来执行的。如果输入信号x被分配有增益g,则成本函数j的梯度处于被分配增益g4。因此校正系数λ被乘有g4。为了避免这种不利的结果危害适配的收敛,根据一个重要的特征,通过乘以缩放系数gs来校正校正系数λ,所述缩放系数gs与收敛半径r的四次方成反比,或者等价的是与功率p的平方成反比。于是可以写作

godard方法主张由等式定义的成本函数j和标准,其中j是成本函数,是在时刻n的输出信号y的采样,并且p是功率。该和的项数m+1可能很大(从几十到几百)并且导致大的计算数目。因此根据优选的实施方式,该等式被简化并且被由它的限制于当前时刻n的即时版本所替代,其中j是成本函数,是在时刻n的输出信号y的采样,并且p是功率。

在这样的成本函数j的情况下,成本函数j的梯度写作,其中是梯度运算符,j是成本函数,是在时刻n的输出信号y的采样,p是功率,是输入信号x的针对最后k+1个时刻的采样的向量,(k是滤波器10的维度),并且指明复数z的共轭。

在途中验证输入信号x是否被分配有增益g,输出信号y是否被分配有因数g,以及功率是否被分配有因数g2。因此成本函数j的梯度成为:,并且因此

另一有贡献的特征是在适配中引入离差。为此,设备1还包括离差部件,其典型地被集成在适配器12中。该离差部件在前面的梯度等式中用项(同一输出信号y的、但是在时刻n+q处的采样,其中q为正整数或负整数)替代第二项(在时刻n的输出信号y的采样)。q是在区间中随机选取的,其中q为整数。因此,(在时刻n的输出信号y的采样)被随机地由(同一输出信号y的、但是在围绕时刻n以居中方式并且按照变化跨度q随机变化的时刻n+q处取得的采样)替代。梯度等式成为

变化跨度q优选地等于10。

前面已经以的形式描述了来自godard恒定模的第一标准。还为了改进滤波器10的收敛,添加另一标准。该标准规定在发射处的恒定包络信号调制的另一性质,即信号与其导数的乘积在实轴上的投影为零。该第二标准表达为。必然并入了第一标准的成本函数j于是变为,其中j是成本函数,是在时刻n的输出信号y的采样,相应地是相应地在前一时刻n-1处的输出信号y的采样,p是功率,指明复数z的实部,并且指明复数z的共轭。

在线性数字滤波器之中,已知有限脉冲响应滤波器rii(英语为iir)和无限脉冲响应滤波器rif(英语为fir)。滤波器10可以是rii或rif类型的滤波器。

然而,rif的非递归的表达式更为简单。这样,根据实施方式,通过有限脉冲响应滤波器rif来建模滤波器10。这样的滤波器rif如,其中是在时刻n的输出信号y的采样,是表示在时刻n时的输入信号x的向量的、对于最近的k+1个时刻而言(k为滤波器10的维度)对应于时刻k的第k个分量,是滤波器10的第k个系数、重组在时刻n的这些系数的向量的第k个分量(k是滤波器10的维度)。

滤波器10的维度k是如下的参数:对该参数的选择是折衷得到的。维度k的减少允许减少要实现的计算的数目。相反,维度k的增大允许考虑更长的时间区间。这样,与采样频率相关地,相对于多次反射问题,维度k的增大允许增大最大延迟,或者等价的是,允许增大最大反射路径,该最大反射路径可以被纳入考虑并且被通过均衡器设备1均衡。

根据另一特征,均衡器设备1还包括控制器13。该控制器13为此具有将滤波器10的系数与最小和最大的两个阈值进行比较的功能。因此,针对每个系数),控制器13根据表达式,其中k为滤波器10的维度)验证系数是否介于最小阈值与最大阈值之间。以防止滤波器10发散这样的方式来确定这2(k+1)个最小和最大阈值。

如果所有的系数)都处在区间中,则控制器13使系数生效,并准许滤波器10应用各系数。相反,如果系数中的至少一个超出区间,则控制器13促发滤波器10的重新初始化。

在后一情况下,类似于滤波器10在其启动时的初始化,除了应用于的系数(其被取为等于1)之外,撤销所有系数,即

控制器13典型地被部署在适配器12与滤波器10之间,以便在由适配器12计算出系数之后控制系数,并且以便仅在系数有效时向滤波器10传输系数

根据优选的实施方式,根据表达式),每个最小阈值与对应的最大阈值相反并且在绝对值上与对应的最大阈值相等。

先前已看到,一个重要特征在于通过对校正系数λ应用与功率p的平方成反比的缩放系数gs来校正校正系数λ。这样的倒置运算—尽管在其可以在浮点处理器上以循环代换来执行—一般在定点处理器上不可用。为了能够以由定点处理器可实现的方式逼近该计算,设备1还包括近似器,其能够确定缩放系数gs的近似。

与图3关联地图示该近似器的原理。其在于将功率p的变化区间或跨度(在此由横坐标轴表示)划分成数目为s的区zi,i=1…s,其中在图3中s=6。涉及到划分或分区是因为各区zi都是不相交的,并且是因为所有区zi的全体覆盖全部功率区间p。以如下这样的方式实现各区zi的划分:一个区zi相对于前一区z(i-1)以因数4变化,或者等价的是,信号x又或是收敛半径r以因数2变化。于是从区zi到随后紧接的区z(i+1),将与成比例的缩放系数gs被除以16或24。因此,如果将各区zi之间的边界记为bi(i=0…s),则每个区zi由边界b(i-1)和bi来界定范围,又或者区zi由区间[b(i-1);bi]来定义。边界bi验证关系式bi=4xb(i-1)(i=1…s)。

在每个区zi上,用逼近函数fai对缩放系数gs建模。通过因式分解出累积倍数因数24,与每个区zi相关联的函数fai有利地是简单的函数,如低阶数d的多项式函数(因此由d+1个的有限数目的系数来限定)。通过写出所有关系和具有限制的条件(尤其是被分段地切割成逼近函数fai的缩放系数gs是连续的)来获得这些系数的确定。因此将逼近函数fai与每个区zi相关联。连续性条件被通过如下来表现:在区zi的逼近函数fai在bi上的值与随后的区z(i+1)的函数fa(i+1)在区zi和区z(i+1)的共同边界bi处的值之间的等同。

因此,在每个区zi上,通过应用对应的函数fai(p)来近似对与成比例的缩放系数gs的计算,这导致更简单的并且尤其是由恒定点处理器可实现的计算。

已经看到逼近函数fai的多项式的阶数有利地是被降低的。在实践中,最多将其取为等于2,其中二次的逼近函数fai的多项式通过三个系数来定义,又或者优选地等于1,其中功率p的仿射逼近函数fai的多项式因此通过两个系数α和β来定义。

因此,在后一情况下,逼近函数fai是由等式来定义的,其中因数2δ自左至右在每个区zi引入按每个区zi累积(即)的除以16的除法(即,除以24的除法),其中i为区zi的索引并且s为总的区数,即

于是通过针对每个区zi来应用与功率p的区zi相关联的函数fai来获得缩放系数gs,即

该近似有利地允许用仿射函数来替代的计算,所述仿射函数易于通过定点处理器并且通过乘以2的乘方(其是通过二进制偏移来简单地实现的)来估计。

更有利地,针对每个区zi选取的利用2的乘方的因数分解是根据等式来应用的,以这样的方式使得新的系数α'和β'二者都为整数。

为了更好地详述该近似,下面与图4的表格关联地描述数值示例。假设功率p在区间[4,77.10-7;0,03125]中变化。打算如先前描述那样划分该区间,由此得到的是s=8的区z1…z8,其由9个边界b0…b8来划定界限。图4的表格在第二列中针对每个区zi给出其下边界b(i-1)并在第三列中给出其上边界bi。

针对每个区zi,确定定义函数fai的仿射函数的两个系数α和β以及2的幂指数δ。α等于并被记在第四列中。β等于并被记在第五列中。δ等于并被记在第六列中。

该表格还包括整数系数α'和β',分别被记在第八列和第九列中,其是通过乘以2η得到的,η被记在第七列中。2的幂指数η和δ被简化成独特的二进制偏移。

图5图示由缩放系数gs的近似引入的误差。在描绘指示区zi的变量x(其上边界为其下边界的2倍)的变化域的区间[1;2]上表示了5条曲线21-25。曲线21表示恒等直线y=x,在此与收敛半径r又或者与输入信号x齐次。曲线22表示抛物线y=x2,与功率p齐次,并且其上边界(等于4)与其下边界(等于1)的比为4。曲线23表示曲线y=x4,与功率p的平方齐次。曲线24表示在下边界1和上边界4之间用功率p或x2的仿射函数近似了的缩放因数gs,其中仿射函数在下边界1取为值1、在上边界4取为值1/16,即与齐次的曲线。曲线25表示进行近似的缩放因数gs与x4的乘积,即曲线,与齐次。

由于进行逼近的缩放因数gs的近似,因此该近似的质量因为乘积接近1而更好。而且看起来由于进行构建而在区zi的边界bi处近似是完美的,并且呈现了呈现出约3.5的最大值的因数变化。

在没有通过缩放因数gs进行校正的情况下,校正系数λ将会呈现出功率偏差量级的误差,即b8/b0,在数字应用中大于65000。这样,由该近似引入的最大3.5的误差是完全可接受的。

功率p被均衡器设备1使用以用于计算缩放系数gs(根据精确方法或根据该近似)并且用于计算第一标准。估计器11也被使用以用于估计输入信号x的功率p。根据一个实施方式,通过在平滑时间窗口上的平均来确定该功率p,并且对该功率p分配固定增益γ。该增益γ是可配置的,以便能够在工厂被初始化。通过等式来确定功率p,其中p为功率,γ为可配置的固定增益,为在时刻k的输入信号x的采样(),n为平滑时间窗口的大小。

本发明还涉及包括根据所描述的实施方式中的任何一个所述的这样的信道均衡器设备1的射频接收器。

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