一种适用于大线宽CO‑OFDM系统的盲ICI相位噪声补偿方法与流程

本发明属于光通信网络技术领域，特别涉及一种大线宽高速CO-OFDM系统的盲ICI相位噪声补偿方法。

背景技术：

相干光正交频分复用系统由于其出众的抗色散和偏振模色散能力，不仅对未来高速长距离光通信系统，而且也成为未来光接入网中最有可能采用的备选传输技术之一。

CO-OFDM系统结构如图1所示，按其功能可以分为5个模块：CO-OFDM系统发射端模块101、光调制模块102、光纤传输模块103、光电检测模块104以及CO-OFDM系统接收端模块105，CO-OFDM发射端模块产生的电域信号经过电光调制的上变频变成光域的CO-OFDM信号，CO-OFDM信号经光纤传输、平衡探测器后经光电转换成电域的信号，CO-OFDM接收端再对接收到的电信号进行信号处理以期恢复原始的发送段数据。结合图1，对整个系统的工作过程进行详细表述。CO-OFDM系统串行输入的数据106经过串并转换模块107，变为并行的N路数据；按照不同的调制格式将串并转换后的信号进行数字调制108；快速傅里叶逆变换IFFT模块109实现信号从频域到时域的转换；加入循环前缀CP110；将得到的电域信号进行并串转换111。上述信号的同相分量和正交分量信号分别通过数模转换器112、113变换为模拟信号并通过低通滤波器114、115；采用放大器将信号的同相分量116和正交分量117放大并注入到I/Q调制器中实现同相分量I和正交分量Q对光信号的正交调制；I/Q调制器由3个双臂的马赫增德尔MZM调制器120、121和122组成，其中两个调制器实现对信号的调制，第三个调制器122控制光调制的同相分量I和正交分量Q的相位差；分别调节两个调制器120、121的直流偏置保证实现信号调制的调制器工作在最小功率点，而第三个控制相位差的调制器工作在正交点以保证两路信号存在90°的相位差；118表示CO-OFDM系统的发射激光器，通过分路器119分成两束同样的激光，用于驱动二个光调制器120和121。二个光调制器输出的信号通过合束器123，变成单路的光信号，接着输入到光纤信道进行传输。产生的CO-OFDM信号在光纤124中经过长距离的传输后，经过直接的光-光放大器-掺铒光纤放大器(EDFA)125补偿光纤损耗后再进行传输，表示长距离的光纤,126表示光带通滤波器。经过长距离的光纤传输后，光电检测模块将光域信号变换成电域的信号。127表示CO-OFDM系统接收端的本地激光器，通过分路器分成两束同样的激光，128表示一个90°的相移器；129和130表示两个耦合器，驱动4个光电二极管(PD)131、132、133和134。135和136表示两个减法器，分别对应输出接收信号的同相分量I和正交分量Q。得到的同相分量I和正交分量Q经过低通滤波器137、138和模数转换器139、140转换后进入CO-OFDM接收端。CO-OFDM接收端进行数字信号处理141，进行CO-OFDM发送端的逆过程，进行串并转换142，移除循环前缀CP143，然后进行FFT变换144，对CO-OFDM信号进行数字解调145，最后经过并串转换146恢复得到原始的发送端串行数据输出147。

上述是多载波相干光通信系统的一般结构，其相比于单载波的相干光通信技术(如目前100G/s工业标准采用的PDM-QPSK)，CO-OFDM能够实现更高的光谱效率(即带宽利用率)、更灵活的频谱使用、更有效的信道均衡和更高频谱扩展性，被学者广泛地认为是下一代400G/s及1Tb/s(1T＝1000G)光纤通信系统的重要解决方案。

与传统的单载波光通信系统相比，CO-OFDM多载波系统OFDM符号周期较长，且在接收端增加激光器产生本地载波用以相干接收，因此该多载波系统更易受到发射端激光器和本地激光器之间频率偏差和线宽引起的相位噪声的影响。激光器的相位噪声对CO-OFDM系统产生两种不利影响，一种是使得每个OFDM符号的所有子载波旋转一个共同的角度，称为公共相位误差(CPE),它将使得接收端星座图发生严重旋转。另外一种是加性随机相位噪声，它将使得子载波间产生相互干扰(ICI)，使接收端星座图发生严重发散。鉴于此种原因，大多数相干光OFDM系统采用昂贵的外腔激光器作为光源，因为其线宽保持在小于100kHz,从而接收端相位噪声方差保持在较小的值。这样较为便宜的分布反馈式(DFB)激光器和垂直腔面发射(VCSEL)激光器在此相干系统中不能使用。更有甚者，为了提高传输速率，需要采用高阶调制，在这样的情况下必定要选择外腔激光器。因此，为了降低系统造价和提高系统传输速率，对相位噪声进行有效补偿势在必行。CO-OFDM系统相位噪声补偿分为对CPE和ICI的相位噪声补偿两个阶段。其中对CPE的相位补偿方法已研究的比较成熟。但在系统经过对CPE相位噪声补偿之后，由载波间干扰产生的残余时变相位噪声成为影响系统性能的关键因素。研究者已经提出了几种对ICI的盲相位噪声补偿方法。为了提高系统的频谱利用率，有研究者用伪导频信号替代导频符号进行相位噪声补偿(文献1，C.Zhao,C.Yang,F.Yang,F.Zhang,and Z.Chen,A CO-OFDM system with almost blind phase noise suppression”,IEEE Photon.Technol.Lett,2013,25(17):1723-1726，即文献1，C.Zhao,C.Yang,F.Yang,F.Zhang,and Z.Chen,近于盲相位噪声抑制的CO-OFDM系统,IEEE光子技术学报,2013,25(17):1723-1726.)。还有研究者直接利用符号硬判决结果进行ICI相位噪声补偿(文献2，S.CAO,P.KAM,and C.YU,Decision-aided,pilot-aided,decision-feedback phase estimation for coherent optical OFDM[J],IEEEPhoton.Technol.Lett,2012,24(22):2067-2069，文献2，S.CAO,P.KAM,and C.YU,相干光OFDM系统中判决辅助和导频辅助的判决反馈相位估计，IEEE光子技术学报,2012,24(22):2067-2069)。然而在这两种方法中，符号判决错误将产生错误传播问题，严重恶化相位噪声补偿效果。M.E.Mousa-Pasandi(文献3，Mohammad E.Mousa-Pasandi,and David V.Plant,Noniterative interpolation-based partial phase noise ICI mitigation for CO-OFDM transport systems,IEEE Photon.Technol.Lett.,2011,23(21):1594-1596，即Mohammad E.Mousa-Pasandi,and David V.Plant,CO-OFDM传输系统中无迭代基于插值的部分相位噪声ICI补偿,IEEE光子技术学报,2011,23(21):1594-1596.)等提出了一种基于线性插值的无迭代ICI相位噪声补偿方法，然而在这种方法中线性插值在OFDM符号间进行，需要接收到下一个OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)符号才能补偿当前符号的ICI相位噪声，因此在接收端需要额外预留一个符号的存储缓冲区。在文献(文献4，W.Chung,A matched filtering approach for phase noise suppression in CO-OFDM system,IEEE Photon.Technol.Lett.,2011,22,(24):1802-1804,即W.Chung,CO-OFDM系统中抑制相位噪声的一种匹配滤波器,IEEE光子技术学报,2011,22,(24):1802-1804.)中，用一个导频辅助的自适应有限长单位冲激响应(Finite Impulse Response,FIR)滤波器滤除ICI相位噪声。但是这种方法仅应用于低阶调制格式(Quadrature Phase Shift Keyin,QPSK),而且需要经过较多次迭代才能收敛，方法复杂度较高。由于ICI与时变的激光相位噪声直接产生，因此增加时域的相位噪声估计精度可有效提高ICI相位噪声补偿的效果(文献5，M.LEE,S.LIM,and K.YANG,Blind compensation for phase noise in OFDM systems over constant modulus modulation,IEEE Trans.Commun.,2012,60(3):620-625.即M.LEE, S.LIM,and K.YANG,基于恒模调制的OFDM系统盲相位噪声补偿,IEEE Trans.Commun.,2012,60(3):620-625.)。因此有研究者将每个CO-OFDM符号从时域分割为若干个亚符号(Avg-BL-ICI相位噪声方法)，然后对每个亚符号的相位噪声分别进行估计，提高了相位噪声的估计精度获得了良好的相位噪声补偿效果(文献6，S.Cao,P.Kam,and C.Yu,Time-domain blind ICI mitigation for non-constant modulus format in CO-OFDM,IEEE Photon.Technol.Lett,2013,25(24):2490-2493,即S.Cao,P.Kam,and C.Yu,CO-OFDM系统中非恒模的时域盲ICI相位噪声补偿,IEEE光子技术学报,2013,25(24):2490-2493.)。基于该亚符号时域分割方法，北京大学杨川川等人提出了伪导频辅助的正交基展开盲ICI相位噪声补偿方法(文献7，LIU Yue,YANG Chuan-chuan,LI Hong-bin.Cost-effective and spectrum-efficient coherent TDM-OFDM-PON aided by blind ICI suppression.IEEE Photonics Technology Letters,2015,27(8):887-890.即LIU Yue,YANG Chuan-chuan,LI Hong-bin，ICI盲相位噪声抑制辅助的低造价和高频谱效率相干TDM-OFDM-PON,IEEE光子技术学报,2015,27(8):887-890.)，应用于相干时分复用正交频分复用无源光网络中(Time Division Multiplexing Orthogonal Frequency Division Multiplexing Passive Optical Network,TDM-OFDM-PON)抑制ICI相位噪声,在高阶调制和激光器线宽大至700kHz仍取得了较好的相位噪声补偿效果。华南师范大学洪学智等基于这种时域亚符号分割方法和亚符号间线性插值方法提出了一种盲ICI相位噪声估计方法(文献8，HONG Xue-zhi,HONG Xiao-jian and HE Sai-ling,Linearly interpolated sub-symbol optical phase noise suppression in CO-OFDM system,Opt.Express,2015,23(4):4691-4702.即洪学智，洪晓建，何赛灵，CO-OFDM系统中线性间插的亚符号光相位噪声抑制,Opt.Express,2015,23(4):4691-4702.)，在一个OFDM符号分割较小数目亚符号的情况下，取得了较好的相位噪声补偿效果且方法复杂度较低。然而这种盲ICI方法先期需要的CPE估计是基于导频的进行的，并不是严格意义上的全盲相位噪声方法，降低了系统的频谱利用率。在我们先前的研究中，基于这种分割OFDM符号为亚符号的方法，通过结合时域ICI相位噪声平均近似和频域符号判决辅助估计方法提出了一种ICI相位噪声抑制方法，在高光信噪比的系统中获得良好的补偿效果(专利1，一种适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，申请号：201510611121.4)，然而这种方法需要取得较好效果时，所需亚符号分割数过大，这导致方法计算复杂度过大。

技术实现要素：

为了克服现有CO-OFDM系统的相位噪声补偿方式的无法兼顾补偿效果和计算复杂度的不足，本发明提供一种具有良好补偿效果的同时计算复杂度较低的适用于大线宽高速CO-OFDM系统的盲ICI相位噪声补偿方法。

本发明通过以下的技术方案实现：

一种适用于大线宽CO-OFDM系统的盲ICI相位噪声补偿方法，

该方法先将接收端数据进行CPE相位噪声补偿；

然后，将CPE相位噪声补偿之后的时域数据进行粗略盲ICI相位噪声补偿；

接下来，对粗略盲ICI相位噪声补偿之后的频域数据进行判决，对判决之后的频域数据经快速傅立叶变换到时域数据，将该时域数据与CPE相位噪声补偿前的时域数据中每一个OFDM数据符号分割为若干个亚符号，求出该亚符号的相位噪声近似值；

最后，进行精细ICI相位噪声补偿。

进一步，所述盲ICI相位噪声补偿方法包括如下步骤：

(1)接收端对接收到的CO-OFDM信号进行相干探测接收，然后进行模数转换，得到电域的信号；

(2)电域光纤色散补偿。具体是将光纤信道频域传递函数的解析形式经傅立叶变换到时域，设计时域有限长单位冲激响应(FIR)滤波器来实现，该滤波器的阶数随色散累积而增加。

(3)串并转换。

(4)移除循环前缀CP。

(5)频率偏移估计和补偿。

(6)采用快速傅里叶变换(FFT)将信号从时域变为频域,同时保存该时域信号。

(7)对频域数据进行CPE盲相位噪声补偿。

(8)粗略的盲ICI相位噪声补偿。假定一个OFDM帧在时域包含N个OFDM符号，每个OFDM符号在频域包含K个子载波(K点Discrete Fourier Transform,DFT)。设此时每个OFDM信号被分割为N_B1个亚符号，则每个亚符号内的数据采样数为S₁＝K/N_B1，这里N_B1较小。则每个亚符号内相位噪声平均值表示为：

由此可得在信噪比较大的情况下，忽略掉加性噪声，可得在第n个符

号，第k个子载波时满足下式，

这里|E_n,k|²在恒模调制是信号点的能量，在非恒模调制时是取各个信号点的平均能量。通过上式可以估计出每个亚符号的相位噪声平均值。然后进行粗略ICI相位噪声补偿后的频域数据表示为，

(9)判决。对粗略ICI相位噪声补偿后的频域数据进行判决。如发射端原来为16QAM调制，则此过程先进行16QAM解调，然后再进行调制。

(10)快速傅立叶变换。将判决之后的信号经过FFT变换为时域信号

(11)符号时域分割为多个亚符号。时域信号和原被CPE补偿前的时域OFDM信号y_n,t(0≤t≤K-1)分割为N_B2个亚符号，该第n个符号第q个亚符号中数据采样的相位噪声估值可由下式求得，

这里'和*号分别表示转置和共轭操作。考虑到N_B2为任意整数，则和y_n,q分别表示为，

这里其中[A]表示不大于A的最大整数。

(12)精细ICI相位噪声补偿。经精细ICI相位噪声补偿后的频域OFDM信号可近似表示为：

(13)将精细ICI相位噪声补偿后的频域数据进行最终判决。

本发明的技术构思为：针对大线宽相干光正交频分复用(CO-OFDM)系统，提出一种盲ICI相位噪声补偿方法(A-CPEC)。该盲ICI相位噪声补偿方法,在实现盲CPE相位噪声补偿的基础上，首先采用一种有效避免符号判决错误传播的盲ICI方法(Avg-BL方法)进行粗略ICI相位噪声补偿，然后将补偿后的频域信号进行判决后再经快速傅立叶(FFT)变换到时域，对该时域信号与CPE补偿前接收端的原始时域信号进行时域分割，从而获得每个亚符号的相位噪声近似平均值，最后实现精细的ICI相位噪声补偿。通过选择合适的OFDM符号分割数，能够实现方法性能与方法复杂度之间的折衷。该ICI盲相位噪声方法与其他相位噪声方法相比，对大线宽CO-OFDM系统具有较好的补偿效果和频谱利用率。该方法有效降低了CO-OFDM系统对激光光源线宽的要求，对CO-OFDM系统在长距离接入网或城域网中的应用具有重要意义。

本发明与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：

1.对高阶数字调制和大线宽激光器的CO-OFDM系统，本发明的盲ICI相位噪声估计方法获得了较好的相位噪声均衡效果。但本发明的盲ICI相位噪声估计方法没有用一个导频或者训练符号，与基于导频或者训练符号的方法(文献8)相比极大提高了系统的频谱利用率。

2.本发明提出的盲ICI相位噪声补偿方法有效克服了文献8中符号判决错误引起的问题。在精细ICI相位噪声补偿之前的粗略ICI相位噪声补偿方法完全克服了符号判决错误带来的影响，从而使得在大线宽激光器的CO-OFDM系统里，方法补偿效果显著提高，通过适当选择精细ICI相位噪声补偿中每个OFDM符号分割的亚符号数目，可在方法性能与方法复杂度之间达成折衷。

附图说明

图1是现有技术中的CO-OFDM系统的示意图。

图2是本发明实施例1的方法原理图。

图3是本发明实施例1中在N_B1＝N_B2＝4,几种相位噪声补偿方法(A-CPEC,Avg-BL,CPEC)的误码率性能随激光器线宽变化时的关系曲线。

图4是本发明实施例1中N_B1＝4,A-CPEC方法在不同激光器线宽下(0.3MHz,0.5MHz,以及0.7MHz)的误码率性能随N_B2变化时的关系曲线。

图5是本发明实施例1中在激光器线宽为500kHz时接收端数据未用任何相位噪声方法补偿的星座图。

图6是本发明实施例1中在激光器线宽为500kHz时接收端数据仅用盲CPE相位噪声方法补偿的星座图。

图7是本发明实施例1中在激光器线宽为500kHz时接收端数据用盲CPE和Avg-BL盲ICI相位噪声方法补偿的星座图。

图8是本发明实施例1中在激光器线宽为500kHz和N_B2＝4时接收端数据用盲CPE和本发明提出的ICI相位噪声方法(A-CPEC)补偿的星座图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细地描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例1

本发明方法主要涉及相干光正交频分复用CO-OFDM系统接收端的信号处理问题，参考背景技术中对CO-OFDM系统结构的详细描述。

如图1所示，CO-OFDM系统包括CO-OFDM系统发射端模块101、CO-OFDM光调制模块102、光纤传输模块103、光电检测模块104以及CO-OFDM系统接收端模块105，系统发射端产生的信号经过了光调制的上变频变成光域的CO-OFDM信号，CO-OFDM信号经光纤传输、平衡探测器后经光电转换成电域的信号，系统接收端再对接收到的电域信号进行信号处理以期恢复原始的发送端数据。初始50Gb/s伪随机码二进制数据流用高阶QAM调制(16QAM和32QAM)映射到512个子载波上，FFT或者IFFT的点数为1024。每个OFDM数据符号中的循环前缀CP长度为128点。每50km单模光纤后接一个掺铒光纤放大器EDFA,该放大器增益为13dB，噪声系数为4dB。整个光纤链路共有2段50km单模光纤加放大器EDFA构成。该单模光纤的色散系数为16.75ps/nm·km,色散斜率为0.075ps/(nm²·km)，非线性系数为1.5W^-1·km^-1，PMD系数为损耗系数为0.2dB/km。发射端激光器与相干接收端激光器具有相同的线宽和波长，其波长为1550nm。

下面结合图2，对本发明的一种适用于大线宽CO-OFDM系统的盲ICI相位噪声补偿方法的步骤进行详细说明。

S201：接收端对接收到的CO-OFDM信号进行相干探测接收，然后进行模数转换，得到电域的信号。

S202：电域光纤色散补偿。具体是将光纤信道频域传递函数的解析形式经傅立叶变换到时域，设计时域有限长单位冲激响应(FIR)滤波器来实现，该滤波器的阶数随色散累积而增加。

S203：串并转换。

S204：移除循环前缀CP。

S205：频率偏移估计和补偿。

S206：采用快速傅里叶变换(FFT)将信号从时域变为频域，同时保存该时域信号。

S207：对频域数据进行CPE盲相位噪声补偿。

S208：粗略的盲ICI相位噪声补偿。假定一个OFDM帧在时域包含N个OFDM符号，每个OFDM符号在频域包含K个子载波(K点Discrete Fourier Transform,DFT)。若每个OFDM信号被分割为N_B1个亚符号，则每个亚符号内的数据采样数为S₁＝K/N_B1，这里N_B1较小。则每个亚符号内相位噪声平均值表示为：

由此可得在信噪比较大的情况下，忽略掉加性噪声，可得在第n个符号，第k个子载波时满足下式，

这里|E_n,k|²在恒模调制是信号点的能量，在非恒模调制时是取各个信号点的平均能量。通过上式可以估计出每个亚符号的相位噪声平均值。然后进行粗略ICI相位噪声补偿后的频域数据表示为，

S209：判决。对粗略ICI相位噪声补偿后的频域数据进行判决。如发射端原来为16QAM调制，则此过程先进行16QAM解调，然后再进行调制。

S210：快速傅立叶变换。将判决之后的信号经过FFT变换为时域信号

S211：符号时域分割为多个亚符号。时域信号和原被CPE补偿前的时域OFDM信号y_n,t(0≤t≤K-1)分割为N_B2个亚符号，该第n个符号第q个亚符号中数据采样的相位噪声估值可由下式求得，

这里'和*号分别表示转置和共轭操作。考虑到N_B2为任意整数，则和y_n,q分别表示为，

这里其中[A]表示不大于A的最大整数。

S212：精细ICI相位噪声补偿。经精细ICI相位噪声补偿后的频域OFDM信号可近似表示为：

S213：将精细ICI相位噪声补偿后的频域数据进行最终判决。

对该发明提出的盲ICI相位噪声补偿(A-CPEC)方法进行数值验证。在图2中仅仅未经过粗略ICI相位噪声方法补偿的方法称为CPEC方法，该粗略ICI相位噪声方法称为Avg-BL方法。为了对图1提出的A-CPEC方法进行对比评估，也数值验证了另外两种方法的性能。发射端及接收端激光器具有相同的波长(1550nm),发射端激光器最佳发射能量为-2dBm。

图3显示了在N_B1＝N_B2＝4时,几种相位噪声补偿方法(A-CPEC,Avg-BL,CPEC)的误码率性能随激光器线宽变化时的关系曲线。随着激光器线宽增加，相位噪声方差变大，CPEC方法中符号符号错误判决的概率越来越大，此时CPEC方法误码率性能有较大下降，例如在线宽500kHz时，CPEC方法受到严重的符号错误判决影响，其误码率较Avg-BL方法下降约0.6dB。而A-CPEC方法比Avg-BL方法性能则提高0.5dB,表明该方法较好的解决了原CPEC方法符号错误判决传播问题。值得注意的是，当激光器线宽从300kHz到1000kHz变化的过程中，A-CPEC方法始终比Avg-BL方法相应误码率性能提高0.4dB,表明该方法在激光器线宽变化时，其误码率性能改善具有高度的稳定性。此时在300kHz,A-CPEC方法性能可以达到FEC纠错上限，表明此时应该A-CPEC方法，在该CO-OFDM系统中完全可以采用线宽为300kHz的激光器。

图4显示了A-CPEC方法在不同激光器线宽下(0.3MHz,0.5MHz,以及0.7MHz)的误码率性能随N_B2变化时的关系曲线。此时仍选择N_B1＝4，以保持较小的算法复杂度。在N_B2从4到32变化的过程中，A-CPEC方法性能在三种不同线宽条件下均提高约0.7dB。其中N_B2＝8时，对激光器线宽为500kHz，其误码率即可达到FEC纠错上限，而N_B2＝16时，对激光器线宽为700kHz，其误码率可达到FEC纠错上限。N_B2增加有效增加了精细ICI相位噪声补偿的精度，这当然是以方法复杂度的增加为代价的，因此在实际应用中，应该选择一个合适的N_B2值，使方法性能和方法复杂度之间的有一个折衷。

图5-10显示了在激光器最优发射功率-2dBm以及线宽为500kHz时的星座图。图5为没有经过任何均衡方法补偿的接收端原始信号星座图,发生了严重的旋转和发散，因此在接收端的均衡首先进行电域色散补偿。然后是OFDM符号同步和载波频率同步。接下来再进行相位恢复，即相位噪声补偿，包括盲CPE相位噪声补偿和盲ICI相位噪声补偿。图6显示了仅通过盲CPE补偿方法得到的星座图。从图7–10,是通过在图6的CPE补偿的基础上实现的盲ICI相位噪声补偿。图7显示了用Avg-BL相位噪声补偿方法得到的星座图，显然星座图发散较图6有一定改善。图8-10,显示了在图7基础上用A-CPEC方法在N_B2分别等于4，10和24时得到的星座图。从中可知，图8和9得到较好的星座图，其误码率也有较大降低。图10虽然较图4(e)有误码率降低，然而此时相位噪声补偿的效果已接近饱和，反而导致算法复杂度较大。

Avg-BL方法的计算复杂度主要体现在计算C_k,q(文献6，方程(5)),(文献23，方程(6)),r_k(文献6，方程(7)),和A_m,n(文献6，方程(8))。其乘法和加法的复杂度分别为O(N_B1Klog₂(K)),O((N_B1-1)²K)+O((N_B1-1)³),和O((N_B1-1)²K)。本文提出的A-SCPEC方法复杂度除了以上粗略ICI相位噪声补偿(Avg-BL)以外(即CPEC方法)，主要体现在接收端经粗略ICI相位噪声补偿后频域信号需要判决，判决之后经FFT变换到时域，以及本文方法描述中方程(10)和(12),其加法或者乘法复杂度分别为O(K)，O(Klog₂(K))，O(K)和O(N_B2Klog₂(K))。因此在每个符号分割亚符号数N_B1＝N_B2相同的情况下，CPEC方法比Avg-BL方法计算复杂度稍低。因此此时A-CPEC方法复杂度接近Avg-BL方法的2倍。然而N_B的值对本方法性能影响较大，在图4中选取N_B2＝10获得较好的方法补偿效果，此时A-CPEC方法复杂度将超过Avg-BL方法的3倍。因此，可在选取适当的N_B2以在方法复杂度和方法效果之间进行折衷。

以上对本发明所述的相干光正交频分复用CO-OFDM系统中的盲ICI相位噪声补偿方法进行了详细地的介绍，以上的实例说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想而非对其进行限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。