一种降低硬件资源消耗的宽带波束形成设计方法与流程

本发明属于阵列信号处理中的波束合成领域，主要涉及宽带波束形成的硬件实现资源消耗分析及其降低方法。

背景技术：

在传统的阵列信号处理技术中，以均匀线阵为例可知在M个阵元的阵列每个阵元接收的信号为：

对于窄带信号s(n)≈s(n-τ_m)，每个阵元接收信号可变为定义空间相位φ＝ω_sτ＝2πf₀dsinθ/c＝2πdsinθ/λ。将阵列信号写成矩阵形式：

定义列向量x(n)＝[x₀(n) x₁(n) … x_M-1(n)]^Τ，a(θ)＝[1 e^-jφ … e^-j(M-1)φ]^Τ。阵列接收公式可变换为

窄带波束形成的过程可以理解为，把信号到每一个阵元的载波引入的相位补偿好，就可以得到高增益的波束合成。引入权向量w＝a(θ)^Η，最后得到波束合成的结果

然而，对于宽带波束形成的情况，s(n)≠s(n-τ_m)。仅仅补偿载波的相位是不够的，需要对信号本身的延时进行补偿。通过延迟滤波器h(n)对s(n-τ_m)补偿延时，使s(n)＝h(n)*s(n-τ_m)。将τ_m分为整数部分和小数部分τ_m＝τ_{i_m}+τ_{f_m}。延时滤波器也分为整数延迟滤波器和分数延迟滤波器h(n)＝h_i(n)*h_f(n)。分数延迟滤波器通过FARROW结构实现。FARROW分数延迟滤波器在补偿相位延迟的过程中确定了波束的指向。这样权向量w＝[1 1 … 1]^T，即仅需将每个阵列补偿后的信号相加，可得到很高的幅度增益。

在实际工程应用中，宽带波束形成方法如下：将收到的实信号x_{rx_m}(n)进行数字下变频变化为I/Q两路的基带信号s(n-τ)＝s_i(n)+i·s_q(n)，对应为复数信号；将得到的复数信号进行相位补偿和时间延迟，时间延迟分为整数延迟和分数延迟，分数延迟利用分数延迟滤波器实现；通过分数延迟后恢复了基带信号s(n)，将M个阵列的信号通过权向量加成，增加了波束增益。

在阵列信号处理中，数字接收机做波束合成时，硬件实现上首先要求通过数字下变频的方法，把接收到的信号转化为I/Q两路的基带信号。I/Q两路代表算法上复数的实部和虚部。实现上要通过许多复数运算，复数运算的加法比实数运算的加法需要多一个加法器，复数运算的乘法比实数运算的乘法多用至少两个乘法器。以一个9×9阶的FARROW延迟滤波器为例子，FARROW滤波器的系数为实数，输入为复数。一个复数乘以实数运算需要两个乘法器，一个需要9×9×2＝162个乘法器，9×8×2＝144个加法器。

宽带波束形成中使用的分数延迟FARROW结构本身会耗费大量硬件资源，接收的阵列信号，变为I/Q两路后代表复数信号，再通过FARROW，将耗费更多的资源。对处理方式进行改变，以降低资源消耗十分有必要。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种降低硬件资源消耗的宽带波束形成设计方法，完全针对于硬件工程实现，在实现宽带波束形成时，可以降低系统所消耗的资源。具体表现在，将舍去传统宽带波束形成中使用的复数运算处理，对实数进行运算。将接受到的实信号不首先进行数字下变频变成I/Q两路，而是直接对接收的实数信号进行处理。这样可以减少宽带波束形成时的FARROW结构所消耗的资源。最后再将实信号转化为复信号。这样也不会引起实信号的相位模糊问题，不会对后续的信号处理造成影响。

本发明的思路是：对于有M个阵元接收的阵列信号接收系统，我们接收到的射频实信号记为接收机第一步是通过模拟变频，将接射频信号搬移到较低频，经AD变换为数字信号记为不通过数字DDC将信号恢复成的复数信号，而是直接通过延时补偿滤波器。延时补偿滤波器将时间延迟τ_m补偿掉的同时，会在较低频引入新的相位变化量。此时信号表达式记为在这一步中，由于进行实数运算，FARROW结构实现的硬件资源将减少一半。在完成延时补偿后，我们再进行数字下变频，将信号变为I/Q两路恢复成复数基带信号最后，我们引入权向量其中φ_m＝(ω_s-ω₀)τ_m，权向量w可将FARROW引入的相位一起补偿掉。得到宽带波束合成的结果y(n)＝w^Hx(n)＝Ms(n)。

一种降低硬件资源消耗的宽带波束形成设计方法，具体步骤如下:

S1、对于有M个阵元任意共形阵阵列，建立信号接收模型。第m个阵元的坐标表示p_m＝[x_m y_m z_m]，选择坐标原点为基准点。某信号s(t)以入射方向入射方向向量记为第m个阵元接收到的射频实信号为其中τ_m是第m个阵元相对于参考点的延时，

S2、通过模拟前端将射频端信号变为较低频信号为将中频信号通过高速AD采样，较低频模拟信号变为数字中频实信号，信号表达为：

S3、延时τ_m分为两部分，整数部分和小数部分，即τ_m＝τ_{i_m}+τ_{f_m}，其中τ_{i_m}为整数部分，τ_{i_m}为小数部分。对其进行延时补偿，分为整数延时补偿和小数延时补偿(分数延迟)。如下S31与S32所示，两个步骤可以互换。

S31、对信号进行整数延时补偿，通过对信号延迟τ_{i_m}个采样点即可补偿。整数延时补偿后信号变为

S32、对整数延时补偿后的信号，进行小数部分延时补偿。通过FARROW结构分数延时滤波器，信号变为：

S4、对延时补偿后的信号进行数字下变频，将实信号转化为I/Q两路表示的复数基带信号。I/Q两路的信号综合表示为：

其中，为I路，为Q路。

S5、设置波束合成的方向为引入权向量其中φ_m＝(ω_s-ω₀)τ_{1_m}，当波束合成方向与信号入射方向相同时(即θ＝θ₁,时)，权向量与数字下变频后的信号相乘得到具有高增益的接收信号y(n)＝w^Hx(n)＝Ms(n)，完成宽带波束合成。

本发明的有益效果是：

对于接收到的实数信号直接进行处理，可以在延时补偿时，将使用的FARROW结构滤波器减少一半，硬件上将节约一半的资源。同时，在通过延时补偿后，再进行数字DDC变成I/Q两路的复数信号，保留了信号的全部信息，不会造成相位模糊。

附图说明

图1是本发明具体实施流程图。

图2是一种均匀线阵示意图

图3是一种线阵宽带波束形成的能量累积方向图。

图4是一种均匀面阵示意图

图5是一种面阵宽带波束形成的能量累积方向图。

具体实施方式

下面结合实施例和附图，详细说明本发明的技术方案。

如图1所示：

S1、对于有M个阵元任意共形阵阵列，建立信号接收模型。第m个阵元的坐标表示p_m＝[x_m y_m z_m]，选择坐标原点为基准点。某信号s(t)以入射方向入射方向向量记为第m个阵元接收到的射频实信号为其中τ_m是第m个阵元相对于参考点的延时，

S2、通过模拟前端将射频端信号变为较低频信号为将中频信号通过高速AD采样，较低频模拟信号变为数字中频实信号，信号表达为：

S3、延时τ_m分为两部分，整数部分和小数部分，即τ_m＝τ_{i_m}+τ_{f_m}，其中τ_{i_m}为整数部分，τ_{i_m}为小数部分。对其进行延时补偿，分为整数延时补偿和小数延时补偿(分数延迟)。如下S31与S32所示，两个步骤可以互换。

S31、对信号进行整数延时补偿，通过对信号延迟τ_{i_m}个采样点即可补偿。整数延时补偿后信号变为

S32、对整数延时补偿后的信号，进行小数部分延时补偿。通过FARROW结构分数延时滤波器，信号变为：

S4、对延时补偿后的信号进行数字下变频，将实信号转化为I/Q两路表示的复数基带信号。I/Q两路的信号综合表示为：

其中，为I路，为Q路。

S5、设置波束合成的方向为引入权向量其中φ_m＝(ω_s-ω₀)τ_{1_m}，当波束合成方向与信号入射方向相同时(即θ＝θ₁,时)，权向量与数字下变频后的信号相乘得到具有高增益的接收信号y(n)＝w^Hx(n)＝Ms(n)，完成宽带波束合成。

实施例1

本发明是通过新的方法达到降低硬件资源消耗，同时保证宽带波束形成与传统方法结果一致。如附图2所示为均匀线阵示意图，由M＝36个阵元构成的均匀线阵接收1个远场信源发射的宽带信号。远场信源为LFM(线性调频)信号，记为其中，ω_s＝2πf_s。记波束合成的指向为θ₁＝30°,

具体如下：

①、对于有36个阵元的均匀线阵，建立信号接收模型。第m个阵元的坐标表示p_m＝[x_m 0 0]＝[(m-1)λ/2 0 0]，λ为信号波长，且λ＝cf₀。阵元间距设置为信号半波长，所以x_m＝(m-1)λ/2。选择坐标原点为基准点，同时也是第一个阵元位置。某信号s(t)以入射方向(θ,0),θ＝30°，入射方向向量记为r＝-[sinθ 0 cosθ]。第m个阵元接收到的射频实信号为其中τ_m是第m个阵元相对于参考点的延时，τ_m＝-1/c(x_msinθ)＝-(m-1)f₀/4；

②、通过模拟前端将射频端信号变为较低频信号为将较低频信号通过高速AD采样，较低频模拟信号变为数字较低频实信号，信号表达为：

③、首先对信号进行整数延时补偿，通过对信号延迟τ_{i_m}个采样点即可补偿。整数延时补偿后信号变为然后对整数延时补偿后的信号，进行小数部分延时补偿。通过FARROW结构分数延时滤波器，此处取11阶FARROW滤波器效果较好，信号变为

④、对延时补偿后的信号进行数字下变频，将实信号转化为I/Q两路表示的复数基带信号。I/Q两路的信号综合表示为：

⑤、设置波束合成的方向为引入权向量其中φ_m＝(ω_s-ω₀)τ_{1_m}，当波束合成方向与信号入射方向相同时(即θ＝θ₁,时)，权向量与数字下变频后的信号相乘得到具有高增益的接收信号y(n)＝w^Hx(n)＝36s(n)，完成宽带波束合成。

如附图3所示，通过扫描设置不同的波束方向角，得到了本实施例宽带波束形成的输出能量累积方向图。通过此图，可以看出宽带波束合成的方向指向。图中所显示的方向主瓣与我们预设值的θ＝30°一致，证明了本方法的可行性。

同时，在此实施例中，实施步骤S3将实数信号直接通过11阶的FARROW滤波器。此处消耗的乘法器为11×11＝121，加法器个数为11×10＝110。而用传统方法，将接收信号变为基带复数信号，复数信号通过11阶FARROW滤波器，将消耗乘法器为11×11×2＝242，加法器为11×10×2＝220。本方法将比传统宽带波束形成技术节约一半的资源。

实施例2

本发明的又一个实施例，是通过均匀面阵来验证本发明能在得到同样波束形成效果的情况下减少一半资源。如附图4示意图表示均匀面阵，该面阵由M×N＝144个阵元构成，其中M＝12,N＝12。面阵接收1个远场信源发射的宽带信号。远场信源为LFM(线性调频)信号，记为其中，ω_s＝2πf_s。记波束合成的指向为θ₁＝20°,

具体如下：

①、对于有M×N个阵元的均匀面阵建立信号接收模型，其中M＝12,N＝12。第mn个阵元的坐标表示p_m,n＝[x_m y_n 0]＝[(m-1)λ/2 (n-1)λ/2 0]，λ为信号波长，且λ＝cf₀。行和列之间，阵元间距均设置为信号半波长，x_m＝(m-1)λ/2,y_n＝(n-1)λ/2。选择坐标原点为基准点，同时也是第一个阵元位置。某信号s(t)以入射方向θ＝20°,入射方向向量记为第mn个阵元接收到的射频实信号为其中τ_m是第mn个阵元的阵元相对于参考点的延时，

②、通过模拟前端将射频端信号变为较低频信号为将较低频信号通过高速AD采样，较低频模拟信号变为数字较低频实信号，信号表达为：

③、首先对信号进行整数延时补偿，通过对信号延迟τ_{i_m}个采样点即可补偿，整数延时补偿后信号变为然后对整数延时补偿后的信号，进行小数部分延时补偿。通过FARROW结构分数延时滤波器，信号变为此处选用15阶FARROW滤波器即可得到良好的效果。

④、对延时补偿后的信号进行数字下变频，将实信号转化为I/Q两路表示的复数基带信号。I/Q两路的信号综合表示为

⑤、设置波束合成的方向为引入权向量其中φ_m＝(ω_s-ω₀)τ_{1_m}，当波束合成方向与信号入射方向相同时(即θ＝θ₁,时)，权向量与数字下变频后的信号相乘得到具有高增益的接收信号y(n)＝w^Hx(n)＝144s(n)，完成宽带波束合成。

如附图5所示，通过扫描设置不同的波束方向角，得到了本实施例宽带波束形成的输出能量累积方向图。通过此图，可以看出宽带波束合成的方向指向。图中所显示俯仰角和方位角的方向主瓣都与我们预设值的θ＝20°,一致，证明了本方法的可行性。

同时，在此实施例中，实施步骤S3将实数信号直接通过15阶的FARROW滤波器。此处消耗的乘法器为15×15＝225，加法器个数为15×14＝210。而用传统方法，将接收信号变为基带复数信号，复数信号通过15阶FARROW滤波器，将消耗乘法器为15×15×2＝450，加法器为15×14×2＝420。本方法将比传统宽带波束形成技术节约一半的资源。