基于宽带跳频系统的频偏估计与补偿方法与流程

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基于宽带跳频系统的频偏估计与补偿方法与制造工艺

本发明涉及一种频偏相偏估计补偿方法.



背景技术:

由于在高速移动平台之间通信,将产生较大的多普勒频移(移动平台最高时速可使接收信号所产生的最高多普勒频移达fd=25KHz),因此对频偏的估计范围要求较宽。

为提高抗干扰性能,收发两端使用跳频技术,且跳频带宽达到数百兆赫兹,这样,来自不同频点上的多普勒频移差异较明显,已不能将各频点的估计值统一处理,且在跳频系统中脉冲之间的相位已不再连续,因此,需用各脉冲内较少的导频序列进行相位估计。

在复杂电磁环境下,频偏相偏估计结果将受到干扰信号的影响,从而降低相干解调的性能,最终导致整个系统的接收性能下降。



技术实现要素:

为了克服现有技术的不足,本发明提供一种在高速宽带跳频系统下频偏相偏的估计和补偿技术,尤其在复杂电磁环境下具有较好的性能。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤:

(1)在发射端,将待发送的每个消息分成多个脉冲,且每个脉冲两端均增加由已知伪随机序列组成的同步帧头;

(2)在接收端,将接收到的同步帧头前后两端分别与相对应的本地PN码进行复相关运算,得到频偏相偏所产生的相位偏移θpre、θpos,并将其相减,得到频偏估计值其中,Δθ=θpospre,N为同步帧头长度;将每个频点所得到的频偏值Δf'i根据对应的频点进行归一化处理,得到统一的频率偏移值

(3)利用各频点所对应的信噪比估计值作为加权系数,对各频点的频率偏移值进行加权平均,得到频偏估计平均值将所得到的频偏估计平均值再次反归一化处理,到各频点所对应的频偏并进行频偏补偿处理;在进行频偏补偿时,将接收数据与同步帧头一并补偿;

(4)频偏补偿后同步帧头前后两端的相位偏移θ′pre和θ′pos相等,将θ′pre和θ′pos以信噪比估计值作为加权系数加权求和,得到每个脉冲的相偏估计值再次进行相偏补偿,最终恢复接收数据,进行相干解调。

所述步骤(1)中脉冲数量大于10。

所述步骤(1)中同步帧头的长度不小于32,每个脉冲的同步帧头间隔时间保证接收端进行频偏估计时的频偏Δf'i≥30KHz。

本发明的有益效果是:

由于本发明同步帧头设计灵活,可根据不同系统和应用环境所产生的最大多普勒频移修改帧头数据和传输数据的长度,有较强的系统适应性。

由于本发明提出对不同频点频偏估计值先进行归一化处理,并加权求和得到较为准确的频偏估计值,再反归一化后,分别针对不同频点进行补偿,因此适合于宽带跳频系统,且保证较高的估计性能。

由于本发明在进行加权合并时,利用信噪比估计信息作为加权值,确保参与加权的估计值的信息质量,因此在复杂电磁环境以及较强干扰下较传统方法有较大优势。

附图说明

图1是本发明的脉冲帧结构图;

图2是本发明的频偏估计流程图;

图3是本发明的相偏估计流程图;

图4是本发明的相偏补偿流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明,本发明包括但不仅限于下述实施例。

本发明针对高速移动平台,宽带跳频系统下相干解调时频偏相偏的估计和补偿精度较低的问题,提出一种高精度、大范围的频偏相偏估计补偿方法,该方法在复杂电磁环境下性能显著。

本发明包括以下步骤:

(1)首先在发射端每个消息分成多个脉冲发送(建议脉冲数大于10),以增加跳频点数提抗干扰性能,且每个脉冲两端均增加由已知伪随机序列组成的同步帧头,以备接收端进行频偏相偏估计。

(2)发射端设计同步帧头长度不小于32,保证相偏估计精度,并且每个脉冲的同步帧头间隔时间应保证所估计的频偏Δf≥30KHz,已满足估计范围要求。

(3)在接收端,将接收到的同步帧头前后两端与相对应的本地PN码进行复相关运算,得到频偏相偏所产生的相位偏移θpre、θpos,并将其相减,得到频偏估计值Δf'i。将每个频点所得到的频偏值Δf'i根据对应的频点进行归一化处理,得到统一的频率偏移值

(4)利用各频点所对应的信噪比估计值作为加权系数进行加权平均,以提高有干扰环境下的估计性能。这里将信噪比信息按照高低进行置信度划分,最低置信度为零,说明该参数被干扰较为严重,已无法提供有用信息,通过最大比加权运算得到频偏估计值将所得到的频偏估计平均值再次反归一化处理,到各频点所对应的频偏并进行频偏补偿处理。

(5)在进行频偏补偿时,应将接收数据与同步帧头一并补偿。补偿后,频偏补偿后的θ′pre和θ′pos将不再有频偏,即θ′pre=θ′pos,并将θ′pre和θ′pos按照步骤(4)方案进行信噪比加权求和,以保证受干扰严重的同步帧头数据不参与加权运算,并得到每个脉冲的相偏估计值再次进行相偏补偿,最终恢复接收数据,进行相干解调。

所述的步骤(1)在发射端每个消息分成多个脉冲发送,以增加跳频点数提抗干扰性能,且每个脉冲两端均增加由已知伪随机序列组成的同步帧头。由于同步帧头在数据两端,可以利用同步帧头两端的相位差得到频偏和相偏值。脉冲帧结构如图1所示。

所述的步骤(2)中发射端设计同步帧头长度N≥32,保证相偏估计精度,并且每个脉冲的同步帧头间隔时间所对应的频偏估计范围,应大于移动平台所产生的最大多普勒频移,已满足高速移动平台使用。即同步帧头间隔长度L,由下式决定,其中B为信号带宽,Δfd表示多普勒频移。

所述的步骤(3)中,由于接收信号经过无线信道以及下变频后会产生一定的频偏与相偏,使接收的基带信号发生畸变,其接收信号R(t)表达式为:

其中Δfi表示频偏,i表示跳频系统中第i个频点,φ表示相偏,a表示基带信号幅值。

先将接收到的同步头、同步尾数据与相对应的本地PN码分别进行复相关运算,得到由于频偏相偏共同产生的相位偏移θpre、θpos

其中t0表示同步帧头前导字起始时间,N表示同步序列长度,将相关后所得前导字与后导字的相位相减,得到相位差Δθ:

则频偏估计值Δf'i为:

频偏估计流程框图如图2所示。

由于使用跳频发射,并且跳频带宽达到几百兆赫兹,这样,来自不同频带上的干扰也将不同,使频偏估计值的置信度也不同,因此可以考虑将不同频点所估计的频偏值进行加权平均,以提高抗干扰能力,使估计结果得到优化。

然而,不同的发射频点的射频频率不一样,因此,所对应的多普勒频移也不同:

Δfi表示不同频点所对应的频偏估计值,其中下标i对应不同的发射频点,v表示终端移动速度,c表示光速,Gi表示不同频点上的载频值。因此,若要对估计所得的Δf'i进行加权平均,必须首先对其进行归一化处理,使其保证在同一频点上的归一化多普勒频移相同。

表示归一化后的多普勒频移,其中gi表示归一化因子,与Gi互为倒数。

所述的步骤(4)中,最终频偏估计值为:

这里n表示脉冲个数,加权系数选择不同频点上的信噪比估计值SNRi,利用式(8)将再次反归一化到各频点上的多普勒频移并送入补偿模块。

所述的步骤(5)中,将估计所得频偏值对接收数据进行补偿

这里tk表示第k时刻,th表示第h时刻,且t0=tk-th。可以看出补偿后数据的相差已经不随时间而变化,说明此时接收的数据不再有频差,而只带有2π(Δft0+φ)的相差。

相位估计模块是对频偏补偿后的残余相差再次进行估计,然后行补偿。首先,在对接收数据进行频偏补偿的同时也补偿式中的θpre和θpos,按照式(10)进行补偿,得到θ′pre和θ′pos

θ′pre=j2π(Δft0i,pre) (11)

θ′pos=j2π(Δft0i,pos) (12)

并将通过累加求和得到相差估计值

这里SNRpre、SNRpos分别表示同步帧头先后PN序列所估计的信噪比信息,φi,pre、φi,pos表示同步帧头前后的相偏值,φ′为估计的相位偏差,相偏估计流程图如图3所示。

相偏补偿时,首先将频偏相偏估计模块输出的频偏相偏纠正值存入RAM。由相偏和初始值计算好的相位求出待查找表的地址和象限。通过查表求出相偏纠正值的I和Q。然后和接收到的数据的I和Q同时进入复数乘法器。复数乘法器输出纠正好的同相数据I和正交数据Q。相偏补偿流程图如图4所示。

对数据进行相偏补偿与频偏补偿类似,将所有数据进行一个恒定相位的逆旋转,

再多了解一些
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