一种处理窄带干扰的方法及装置与流程

本文涉及但不限于信号处理技术，尤指一种处理窄带干扰的方法及装置。

背景技术：

全球卫星导航系统(GNSS)在人们的日常生活中发挥着越来越不可替代的重要作用，尤其在导航、定时、测绘等领域得到越来越多的应用。目前，全球卫星导航系统主要包括美国的全球定位系统(GPS)、中国的北斗(BD)系统、俄罗斯的全球导航卫星定位系统(GLONASS)，以及欧洲的伽利略(Galileo)系统。在中国和亚太地区，GPS和北斗系统应用较为广泛；而在俄罗斯，以GPS和GLONASS应用较多。由于伽利略系统远未成熟，尚不可提供正式服务。上述四个主要的卫星导航系统中，GPS、BD和伽利略均采用码分多址(CDMA，Code Division Multiple Access)信号制式，只有GLONASS系统采用频分多址(FDMA，Frequency Division Multiple Access)信号制式。

由于卫星导航信号十分微弱，以及接收机上的解调解码功能有限，导致导航接收机对干扰和多径(multipath)现象较为敏感。干扰主要指窄带干扰(如多个单音干扰)。尤其将导航接收芯片预装到汽车等交通工具中时，对窄带干扰消除的能力要求尤其严格。因此，衡量导航接收机性能优劣的一个重要指标就是其窄带干扰的消除能力。而窄带干扰消除主要包括窄带干扰检测和窄带干扰消除。传统的方案实现窄带干扰检测和窄带干扰消除时，总要用到快速傅里叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)和快速傅里叶反变换(IFFT，Inverse FFT)算法；要么将FFT/IFFT单独用于窄带干扰检测，要么将FFT/IFFT单独用于窄带干扰消除，要么同时将FFT/IFFT用于窄带干扰检测和窄带干扰消除。总之，传统的窄带干扰消除方案一定会用到FFT/IFFT算法。

由于导航信号的采样率较高(如16.369MHz)，加上需要考虑到窄带干扰信号所处的频率范围(即信号带宽如GPS信号带宽为2.046MHz、北斗信号带宽为4.092MHz)及窄带干扰的颗粒度，导致不能随意降低信号的采样率，即采用的FFT/IFFT算法时，算法的尺寸很大(一般要大于等于512点，甚至2048点以上)；相应的，导航接收机的复杂度明显变大。对于没有配置窄带干扰消除功能的导航接收机，窄带干扰消除带来的复杂度明显增加。图1为相关技术中窄带干扰消除的电路结构示意图，如图1所示，接收机模数转换电路(ADC)向窄带干扰消除的电路输入信号后，输入的信号分为两个支路，对其中一路通过延时单元延时N/2个数据样本点，对未延时的支路数据和延时N/2个数据样本点的支路数据，在加窗之前进行分段处理(图中未示出)，每段包含连续的N个样本点。对分段处理后的两路数据，分别对每段数据都进行采用加窗单元进行加窗操作，窗函数可以选用哈明窗(Hamming)或其它窗函数；对加窗处理后的数据，分别采用傅里叶变换单元进行N个样本点的FFT操作，以完成信号从时域到频域的转换。对转换为频域的信号采用频域处理单元进行频域处理(频域处理的方法包括：计算频域信号的幅值的平均值，然后将每个频点中幅值大于平均值C倍(如8倍)的频点的信号值置0)；对两路完成频率处理的信号分别通过反傅里叶变换单元进行N点IFFT操作；对未对输入信号进行延时N/2个数据样本点的支路，通过延时单元进行N/2个数据样本点的延时操作，以对齐两条支路；对对齐后的两条支路中的信号，采用加法器逐个进行数据样本点的相加，获得完成窄带干扰消除的数据流。即相关技术需要利用FFT算法将信号从时域变换到频域；频域处理变换到频域时，功率过大的频点；利用IFFT算法将信号从频域再次变换到时域。为了减弱由频谱泄露效应造成信号频点被污染，在使用FFT将时域信号变换到频域之前还需要对信号进行加窗。加窗后的时域信号的头尾被削弱，造成信号段头尾的严重失真，因此需要利用两路数据相加的方式消除加窗的影响。

上述窄带干扰消除的方法算法复杂，接收机的窄带干扰消除性能无法有效的实现窄带干扰消除的处理。

技术实现要素：

以下是对本文详细描述的主题的概述。本概述并非是为了限制权利要求的保护范围。

本发明实施例提供一种处理窄带干扰的的方法及装置，能够降低窄带干扰消除的复杂度，提升接收机的窄带干扰消除的性能。

本发明实施例提供了一种处理窄带干扰的装置，包括：

混频检测单元，用于将接收的信号进行混频获得混频信号后，根据混频信号各个频点的信号幅度值确定窄带干扰信息；

陷波处理单元，包含采用串联方式连接的一个或一个以上陷波滤波器，用于根据获得的窄带干扰信息进行窄带干扰的消除处理。

可选的，所述装置还包括：

第一设置单元，用于设置所述混频检测单元的检测参数；

其中，所述检测参数包括以下部分或全部：混频起始频点、混频结束频点、扫频步长、幅度门限值、积分长度。

可选的，所述装置还包括第二设置单元；

所述混频检测单元还用于，发送确定的所述窄带干扰信息至第二设置单元；

所述第二设置单元用于，根据接收的窄带干扰信息转换获得所述陷波器滤波单元中各个陷波滤波器的滤波器参数；

其中，所述滤波器参数包括：确定进行窄带干扰消除处理的陷波滤波器、各进行窄带干扰消除处理的陷波滤波器对应的频点、及对应于各频点进行窄带干扰消除处理的陷波深度。

可选的，所述混频检测单元具体用于：

将接收的信号进行混频获得混频信号后，将混频信号的每一个频点的信号幅度值与预设的幅度门限值进行比较；频点的信号幅度值大于预设的幅度门限值时，确定频点存在窄带干扰；记录存在窄带干扰的所有频点及各频点对应的信号幅度值，将记录的存在窄带干扰的所有频点及各频点对应的信号幅度值确定为所述窄带干扰信息。

可选的，所述陷波处理单元包含的陷波滤波器个数小于或等于六个。

另一方面，本发明实施例还提供一种处理窄带干扰的方法，包括：

将接收的信号进行混频获得混频信号后，根据混频信号各个频点的信号幅度值确定窄带干扰信息；

根据获得的窄带干扰信息，通过串联的一个或一个以上陷波滤波器进行窄带干扰的消除处理。

可选的，所述方法还包括：

接收外部指令，根据接收的外部指令设置确定所述窄带干扰信息的检测参数；

其中，所述检测参数包括以下部分或全部：混频起始频点、混频结束频点、扫频步长、幅度门限值、积分长度。

可选的，所述方法还包括：

根据确定的所述窄带干扰信息，转换获得各所述陷波滤波器的滤波器参数；

其中，所述滤波器参数包括：陷波滤波器是否进行窄带干扰消除处理、进行窄带干扰消除处理时对应的频点、及对应于频点进行窄带干扰消除处理的陷波深度。

可选的，所述根据混频信号各个频点的信号幅度值确定窄带干扰信息包括：

将接收的信号进行混频获得混频信号后，将混频信号的每一个频点的信号幅度值与预设的幅度门限值进行比较；频点的信号幅度值大于预设的幅度门限值时，确定频点存在窄带干扰；记录存在窄带干扰的所有频点及各频点对应的信号幅度值，将记录的存在窄带干扰的所有频点及各频点对应的信号幅度值确定为所述窄带干扰信息。

可选的，所述串联的进行窄带干扰的消除处理的陷波滤波器小于或等于六个。

与相关技术相比，本申请技术方案包括：混频检测单元，用于将接收的信号进行混频获得混频信号后，根据混频信号各个频点的信号幅度值确定窄带干扰信息；陷波处理单元，包含采用串联方式连接的一个或一个以上陷波滤波器，用于根据获得的窄带干扰信息进行窄带干扰的消除处理。本发明实施例通过对信息进行混频后的信号幅度值确定是否存在窄带干扰，对确定的窄带干扰采用陷波滤波器进行窄带干扰消除，降低了窄带干扰消除的复杂程度，提升了接收机的窄带干扰消除的性能。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明技术方案的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本申请的实施例一起用于解释本发明的技术方案，并不构成对本发明技术方案的限制。

图1为相关技术中窄带干扰消除的电路结构示意图；

图2为本发明实施例处理窄带干扰的装置的结构框图；

图3为本发明实施例处理窄带干扰的方法的流程图；

图4为本发明应用示例混频检测单元的组成结构示意图；

图5为本发明应用实施例陷波滤波器单元的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下文中将结合附图对本发明的实施例进行详细说明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。

在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行。并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

图2为本发明实施例处理窄带干扰的装置的结构框图，如图2所示，包括：

混频检测单元，用于将接收的信号进行混频获得混频信号后，根据混频信号各个频点的信号幅度值确定窄带干扰信息；

可选的，本发明实施例混频检测单元具体用于：

将接收的信号进行混频获得混频信号后，将混频信号的每一个频点的信号幅度值与预设的幅度门限值进行比较；频点的信号幅度值大于预设的幅度门限值时，确定频点存在窄带干扰；记录存在窄带干扰的所有频点及各频点对应的信号幅度值，将记录的存在窄带干扰的所有频点及各频点对应的信号幅度值确定为窄带干扰信息。

陷波处理单元，包含采用串联方式连接的一个或一个以上陷波滤波器，用于根据获得的窄带干扰信息进行窄带干扰的消除处理。

可选的，本发明实施例陷波处理单元包含的陷波滤波器个数小于或等于六个。

可选的，本发明实施例装置还包括：

第一设置单元，用于设置混频检测单元的检测参数；

其中，检测参数包括以下部分或全部：混频起始频点、混频结束频点、扫频步长、幅度门限值、积分长度。

需要说明的是，检测参数包括混频起始频点、混频结束频点、扫频步长、幅度门限值、积分长度等；其中，混频起始频点和混频结束频点根据输入信号的带宽确定；扫频步长可以参照进行窄带干扰消除的精度要求进行设置；例如、窄带干扰消除要求精度较高时，设置扫频步长相对较短；幅度门限值用于频段窄带是否存在干扰，可以由本领域技术人员根据混频信号正常的信号幅度值和系统噪声进行确定，一般设置幅度门限值大于正常的信号幅度值加上系统噪声值。积分长度一般参考系统的性能进行设定，理论上在系统性能允许范围内，积分长度越长越好。

可选的，本发明实施例装置还包括第二设置单元；

混频检测单元还用于，发送确定的窄带干扰信息至第二设置单元；

第二设置单元用于，根据接收的窄带干扰信息转换获得陷波器滤波单元中各个陷波滤波器的滤波器参数；

其中，滤波器参数包括：确定进行窄带干扰消除处理的陷波滤波器、各进行窄带干扰消除处理的陷波滤波器对应的频点、及对应于各频点进行窄带干扰消除处理的陷波深度。

需要说明的时，确定窄带干扰信息，根据窄带干扰信息和滤波器参数的转换由本领域技术人员参照公知常识进行处理，在此不做赘述。

本发明实施例通过对信息进行混频后的信号幅度值确定是否存在窄带干扰，对确定的窄带干扰采用陷波滤波器进行窄带干扰消除，降低了窄带干扰消除的复杂程度，提升了接收机的窄带干扰消除的性能。

图3为本发明实施例处理窄带干扰的方法的流程图，如图3所示，包括：

步骤300、将接收的信号进行混频获得混频信号后，根据混频信号各个频点的信号幅度值确定窄带干扰信息；

可选的，本发明实施例根据混频信号各个频点的信号幅度值确定窄带干扰信息包括：

将接收的信号进行混频获得混频信号后，将混频信号的每一个频点的信号幅度值与预设的幅度门限值进行比较；频点的信号幅度值大于预设的幅度门限值时，确定频点存在窄带干扰；记录存在窄带干扰的所有频点及各频点对应的信号幅度值，将记录的存在窄带干扰的所有频点及各频点对应的信号幅度值确定为窄带干扰信息。

可选的，本发明实施例步骤300之前还包括：

接收外部指令，根据接收的外部指令设置确定窄带干扰信息的检测参数；

其中，检测参数包括以下部分或全部：混频起始频点、混频结束频点、扫频步长、幅度门限值、积分长度。

需要说明的是，检测参数包括混频起始频点、混频结束频点、扫频步长、幅度门限值、积分长度等；其中，混频起始频点和混频结束频点根据输入信号的带宽确定；扫频步长可以参照进行窄带干扰消除的精度要求进行设置；例如、窄带干扰消除要求精度较高时，设置扫频步长相对较短；幅度门限值用于频段窄带是否存在干扰，可以由本领域技术人员根据混频信号正常的信号幅度值和系统噪声进行确定，一般设置幅度门限值大于正常的信号幅度值加上系统噪声值。积分长度一般参考系统的性能进行设定，理论上在系统性能允许范围内，积分长度越长越好。

步骤301、根据获得的窄带干扰信息，通过串联的一个或一个以上陷波滤波器进行窄带干扰的消除处理。

可选的，本发明实施例串联的进行窄带干扰的消除处理的陷波滤波器小于或等于六个。

可选的，本发明实施例步骤300之后，步骤301之前还包括：

根据确定的窄带干扰信息，转换获得各陷波滤波器的滤波器参数；

其中，滤波器参数包括：陷波滤波器是否进行窄带干扰消除处理、进行窄带干扰消除处理时对应的频点、及对应于频点进行窄带干扰消除处理的陷波深度。

需要说明的时，确定窄带干扰信息，根据窄带干扰信息和滤波器参数的转换由本领域技术人员参照公知常识进行处理，在此不做赘述。

以下通过具体应用示例对本发明实施例方法进行清楚详细的说明，应用示例仅用于陈述本发明，并不用于限定本发明的保护范围。

应用示例

假设输入的导航信号为GPS信号，GPS L1粗捕获(C/A)码的码率为1.023MHz，则其有用信号的频谱带宽为2.046MHz，L1频点为1575.42MHz，选择数据采样率为16.369MHz，则选择中频信号的频率＝1575.42–96*16.369＝3.996MHz。输入信号为数字中频信号，只有一路分量，即实数信号。

图4为本发明应用示例混频检测单元的组成结构示意图，如图4所示，混频检测单元包括：计数器、混频器、积分器、鉴别器；

本发明实施例也可采用并行检测实现方案，但复杂度稍高。本实施方案采用串行检测实现方案，包括：

1、对输入信号序列按样本点进行计数；即设置一个计数器，将输入数据序列分段标记，也为随后的积分器提供参考边界；例如、设置该计数器的取值范围是0～2047；

2、执行混频操作；具体可用公式表示如下：

记输入信号序列为r(k)，k表示样本点索引，混频后的混频信号记为s_i(k)+j*s_q(k)，信号采样率为Fs，当前混频的频点为f0，则混频操作的具体计算公式为：

s_i(k)＝r(k)*cos(2*pi*k*f0/Fs)

s_q(k)＝r(k)*sin(-2*pi*k*f0/Fs)

由于采用串行检测方案，检测频点f0需要顺序变化，将所有待扫描的频点都顺序执行一遍混频操作。具体可以每2048个样本点(即一段数据)更新一次检测频点。

3、对获得的混频信号进行积分操作；即对s_i(k)+j*s_q(k)进行积分操作。积分长度可选2048点。此处的积分器主要起低通滤波器的作用，积分以后的频率分量只余直流分量，记为D_i+j*D_q。鉴别器首先计算积分器的输出信号幅值A，具体计算方法可以采用罗伯逊(Robertson)近似公式：

A＝max(|D_i|+|D_q|/2,|D_q|+|D_i|/2)

然后，根据预设的幅度门限值A_TH，进行信号幅度值是否大于幅度门限值的判断；信号幅度值小于幅度门限值时，确定当前频点不存在窄带干扰；信号幅度值大于或等于幅度门限值时，确定当前频点存在窄带干扰；

当前频点存在窄带干扰，并将当前频点f0值和幅度值A记录起来，供第二设置单元调用。

第一设置单元需要设置一系列参数，如混频操作的起始频点f_start和结束频点f_end，此处可分别设为3.996-1.023＝2.973MHz和3.996+1.023＝5.019MHz，扫频步长可设为1000Hz，积分长度可设为2048个样本点。根据当前系统的ADC(模数转换器)量化方案设置幅度门限值A_TH。

第二设置单元根据之前记录的窄带干扰信息(存在窄带干扰的频点f0和幅值A集合)，根据窄带干扰数量决定选用几个陷波滤波器，将不启用的陷波器关闭，即设为直通模式。针对每个启用的陷波滤波器，根据频点f0值，设置滤波器w0值，w0＝2*pi*f0；以及根据信号幅度值A设置参数b值，一种具体的映射方案包括：如果信号幅度值小于第一幅度门限值，设置b＝b1；如果信号幅度值小于第二幅度门限值，设置b＝b2；如果信号幅度值小于第三幅度门限值，设置b＝b3……。这里，b是一个可变因子，0<b<1，可以控制陷波滤波器的凹槽深度，即陷波深度，一般信号幅度值越大，由b控制获得的陷波深度越深。

以此规律可扩展。其中，第一幅度门限值、第二幅度门限值、第三幅度门限值和b1、b2和b3等值需根据实际系统的设置进行仿真获得，以最佳地匹配现实情况。

本发明实施例陷波滤波器单元包含串联的一个或一个以上陷波滤波器；图5为本发明应用实施例陷波滤波器单元的结构示意图，如图5所示，陷波滤波器对频点上存在的窄带干扰进行消除处理，存在窄带干扰的频点通过分配器和选择器进行分配处理；

其中，陷波滤波器的数目n可取6，可自适应地消除最多6组窄带干扰。选取的一个陷波滤波器的作用是消除一个频点(例如w0)处的干扰信号能量，具体消除窄带干扰消除的传输函数是：

H(z)＝(1-exp(j*w0)*z.^-1)/(1-b*exp(j*w0)*z.^-1)

其中，每个陷波器包含一个开关参数，指示该陷波器是否工作，即直通模式。以及参数w0和b都可由外部设置。直通模式的具体表现是可通过分配器和选择器选择走直通路径或者陷波滤波路径。该模块的起始状态均为直通模式。

本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全部或部分步骤可通过程序来指令相关硬件(例如处理器)完成，所述程序可以存储于计算机可读存储介质中，如只读存储器、磁盘或光盘等。可选地，上述实施例的全部或部分步骤也可以使用一个或多个集成电路来实现。相应地，上述实施例中的每个模块/单元可以采用硬件的形式实现，例如通过集成电路来实现其相应功能，也可以采用软件功能模块的形式实现，例如通过处理器执行存储于存储器中的程序/指令来实现其相应功能。本发明不限制于任何特定形式的硬件和软件的结合。

虽然本发明所揭露的实施方式如上，但所述的内容仅为便于理解本发明而采用的实施方式，并非用以限定本发明。任何本发明所属领域内的技术人员，在不脱离本发明所揭露的精神和范围的前提下，可以在实施的形式及细节上进行任何的修改与变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。