窄带无线通信终端中的同步装置及方法与流程

本发明涉及移动通信领域，具体而言，涉及一种在未来的物联网网络中应用于窄带蜂窝通信终端的同步装置和方法。

背景技术：

在最近的通信市场上IoT（物联网）成为行业亮点，诸多运营商和设备上展示了其最新创新成果和应用案例。其中，窄带无线通信技术（NB-Iot）是运营商进军物联网市场的关键。窄带无线通信系统自身具备的低功耗、广覆盖、低成本、大容量等优势，使其可以广泛应用于多种垂直行业，如远程抄表、资产跟踪、智能停车、智慧农业等。3GPP标准的首个版本预计在2016年6月发布，预计窄带无线通信会在LPWA市场的多个技术竞争中脱颖而出，成为领先运营商的最佳选择。

首个版本的窄带无线通信支持3种运营模式（standalone, in-band, guard-band），包括：

■ Standalone：利用现有GERAN系统的频谱，取代一个或多个GSM载波

■ Guard-band：利用LTE载波保护间隔内未利用的资源块

■ In-band：利用普通LTE载波内资源块。

在窄带无线通信的网络部署中，基站可使用的带宽资源是宽泛的，但对于一个特定的 窄带无线通信终端设备来说，其上、下行带宽最大都只占有180kHz（即一个PRB），当与传统的LTE共用带宽部署时，窄带无线通信系统的下行同步导频只能在特定的PRB上发送，这些特定的PRB与100kHz栅格点相差为固定的2.5kHz或者7.5kHz，称为锚定PRB。

窄带无线通信系统的下行同步导频包括主、辅同步导频两种，主同步信号用于获取网络的时间、频域同步，辅同步信号用于确定小区ID，本发明所涉及的技术方案是窄带无线通信系统的主同步序列的检测。3gpp首个版本的窄带无线通信系统中主同步导频（NPSS）的特性包括：

■NPSS传输周期是一个无线帧长（10ms）

■NPSS使用每个无线帧中子帧5的后 11 OFDM符号，并且占用各个符号上的11个子载波传输，从子载波0到子载波10

■NPSS在每个OFDM符号采用相同的ZC序列作为基序列，ZC根序列为 u=5，在频域生成，ZC序列有良好的时域和频域相关性

■NPSS在不同的OFDM符号之间采用随机图样的二进制加扰序列。

由于窄带无线通信的终端设备必须具备低成本的特点，晶振精度较低，因此带来较大的初始频偏，此外如上所述，在和传统LTE同网络部署模式下，窄带无线通信系统下行同步导频所在的锚定PRB和100kHz的扫频栅格间存在着2.5/7.5kHz的频偏，两种因素的叠加导致在窄带无线通信终端设备在初始同步时最多可能达到25kHz以上的初始频偏。

并且，窄带无线通信终端设备往往部署在极低的低信噪比网络环境中，如何在强噪声背景中检测到同步信号也是需要克服的技术难题。

传统LTE系统中的主同步检测方法，例如申请号为20101038021的发明《一种3GPP LTE下行初始主同步检测方法》，或者是申请号为2013103796348的发明《一种用于TD-LTE小区切换的快速下行主同步方法》，以及申请号为201010111963的发明《一种LTE系统中LTE主同步信号检测与序列生成方法及装置》，其所披露的都是通过将接收到的序列与本地生成的序列互相关的方法来检测（或者判断）同步信号的存在。针对窄带无线通信的系统，由于其同步序列较短且工作在极低信噪比以及较大初始频偏的环境下，应用传统LTE系统中使用的频域数据互相关的同步序列检测方法是根本无法找到相关峰的。

技术实现要素：

针对现有技术中存在的上述缺陷和不足，本发明的目的在于提供一种应用于物联网窄带蜂窝通信终端的同步装置和方法，在极低的信噪比以及较大的频偏环境下仍能较好地实现主同步信号的检测，并且其实现成本是较低的。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于窄带蜂窝通信终端的同步装置，包括以下各模块，如图1所示。

M101降采样模块，用于将采样率为1.92MHz的时域采样信号降采样为240kHz的信号。

所述降采样模块将每1ms（一个子帧长度）的1920个采样点分成14个OFDM符号时长，第1和第7个OFDM符号时长内的降采样图案为{10,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8}，其它OFDM符号长度内的降采样图案为{9,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8}。

M201滑动自相关模块，用于初步确定主同步序列存在和初步的位置。

所述滑动自相关模块还包括一个数据缓存器，缓存上一个10ms无线帧最后11个OFDM时长的降采样后的数据，因此滑动自相关模块一次处理的总数据长度是当前10ms无线帧以及上一10ms无线帧最后11个OFDM符号的和。

所述滑动自相关模块将处理窗口内的采样点数据逐位移动作为起始位置t，并取出时长为11个OFDM符号的降采样后数据，作为一个滑动窗口，然后将滑动窗口内的采样点分成11组，间隔两组之间的采样点乘以对应的加扰序列后，进行相关累加，并对多个10ms无线帧处理窗口的多组滑动自相关结果进行alpha滤波，最后对各滑动窗的滑动自相关结果进行功率归一化。

若存在一个滑动窗的滑动自相关结果大于预设值的门限值，则启动差分互相关模块。

进一步地，所述滑动自相关模块还包含有小数倍的频偏估计和校准子模块，根据获得的滑动自相关结果的相位值进行小数倍频偏估计和校准，所述的小数倍频偏估计按照下式进行估算，

其中，arctan{A_t}表示对滑动自相关的结果取相位值，1.92MHz是初始时域数据的采样率，137是一个OFDM符号时长的采样点数。

M301差分互相关模块，用于进一步确定是否存在NPSS信号。

所述差分互相关模块的处理数据对象是从滑动自相关模块获得的一个滑动窗口内的187个点的采样序列，将所述的187点采样序列差分成近似等长的两段，例如，第一段长度为97点，第二段长度为98点，或者，第一段长度为98点，第二段长度为97点，所述的两段序列分别与本地生成的NPSS时域序列进行共轭乘累加后，将两段结果进行相关合并，若相关合并结果大于预设定的门限值，则确认NPSS存在。

进一步地，所述相关合并还包括对每个10ms无线帧内的合并结果进行功率归一化。

较优地，在差分相关模块中还包括对接收序列进行整数倍的频偏估计和校准的子模块，所述整数倍的频偏估计和校准子模块在频偏范围内枚举出所有可能的整数倍频偏值，尝试每一种所述整数倍频偏值对本地生成的NPSS时域序列进行调制，并使用调制后的本地NPSS序列进行差分相关，找出使得差分互相关结果的最大值，其对应的整数倍频偏值即为估计值。然后，综合所述的小数倍频偏估计值和整数倍频偏估计值之和为总频偏估计值，按照采样点的采样时刻进行相位校准。

更优地，在差分相关模块中还包括定时估计的子模块，即先产生高采样率的所述本地NPSS时域序列，然后尝试不同的初始采样点偏移并进行下采样，生成所述的本地NPSS时域序列，然后进行所述的差分互相关，并找出使得差分互相关值最大的初始偏移值，作为估计的定时偏移量。

本发明装置的有益效果是：为窄带无线通信终端实现在低信噪比、大初始频偏环境下仍能正确检测到主同步序列提供了解决方案，区别于传统的将接收信号与本地序列相关的方案，本发明提供的方案性能更优，由于采样本发明方案能获得多个10ms无线帧之间的合并增益，在具体的工程实践中就可以用更长的同步时间来换取同步接入的准确率，因此适应于窄带无线通信低时延敏感、高恶劣环境下接入的性能要求。在较优配置下，本发明所公开的装置在检测NPSS信号的过程中还执行了小数倍和整数倍频偏的估计和校准，这就进一步提高了抗大频偏的性能。更优配置下，本发明所公开的装置还能进行初步的定时估计，这就为后续的下行数据接收创造了更好的条件，提升了接收机的整体性能。本发明装置已经进行了多次仿真实验和评估，根据3gpp协议约定，按照3gpp约定的仿真配置，使用本发明所公开的装置可以获得95%以上的检测成功率，在较优配置下可以达到定时同步在4T_samp以内（其中T_samp对应1.92MHz采样间隔），频率同步误差在50Hz范围内。

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于窄带蜂窝通信终端的同步检测方法，其包括以下若干过程。

S101降采样过程，将1.92MHz采样率的时域信号以OFDM符号为单位长度，按照固定降采样图案降采样为240kHz采样率的信号；所述的固定降采样图案如本发明的装置部分的描述。

S201滑动自相关过程，将10ms无线帧处理窗长内的采样点数据逐位移动作为起始位置t，并以长度为11个OFDM符号时长作为滑动窗口，将所述滑动窗口内的采样点分成11组，间隔两组之间的采样点进行相关累加。

较优地，所述的滑动自相关过程中还包括根据自相关结果进行小数倍频偏估计和校准的子过程。

若所述滑动自相关过程计算获得的滑动自相关大于门限值，则启动差分互相关过程。

S301差分互相关过程，将所述滑动自相关过程所获得的滑动窗口内的同步序列差分成等长两部分，并与本地生成的同步序列进行互相关累加。

较优地，所述的差分互相关过程中还包括对整数倍频偏进行估计和校准的子过程。

更优地，所述的差分互相关过程中还包括对定时的估计子过程。

若所述差分互相关过程所获得的互相关结果大于门限值，则确认所检测出的序列是主同步序列。

附图说明

图1为本发明涉及的一种同步装置的模块结构示意图。

图2为降采样图案示意图。

图3为实践中随机抽取1ms时间长度内实际子帧采样点和采样图案的对照关系示意图。

图4为 NPSS序列物理映射示意图。

图5为 实践中存在的10ms处理窗口与实际无线帧位置对照示意图。

图6为滑动自相关示意图。

图7为定时估计中尝试不同定时偏移的示意图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，但并不用于限定本发明。本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。

请参阅附图，NPSS检测装置所含的模块如图1所示，包括降采样模块，滑动自相关模块(AutoCorr)，粗互相关模块和细互相关模块。

M101降采样模块

降采样模块实现从采样率1.92MHz到240K的降采样，降采样前每个子帧输入为1ms的1920=(137*14+2)个采样点，降采样后每个子帧输出238=(17*14)个采样点，并且按照下面的固定降采样图案进行：

将每个子帧的1920个采样点记成14组（14个OFDM符号），第1组的采样点是138个，第2-6组的采样点是137个，第7组的采样点是138个，第8-14组的采样点是137个。 第1-第6组记为时隙1（slot1），第7-第14组记为时隙2（slot2），每个时隙的第1组记为首个OFDM符号，剩余的组记为非首个OFDM符号。

每个时隙的首个OFDM符号（即第1和第7组）降采样图案为{10,8,8,8,8,8,8,8,8，8,8,8,8,8,8,8,8}；如图2 上半部分所示，先每隔10个点下采样1一个点，对剩余的采样点每隔8个点下采样1个点，并以此类推。

非首个OFDM符号（即第2-6组，第8-14组）采样图案为{9,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8}；如图2下半部分所示，先每隔9个点下采样1一个点，对剩余的采样点每隔8个点下采样1个点，并以此类推。

这样，每个OFDM符号降采样后的点数都是17个点，每个1ms时长内包含采样点数为238=(17*14)。

图3所示为实践中随机抽取1ms时间长度内实际子帧采样点和采样图案的对照关系示意，假设随机抽取到的1ms时间窗起始位置对应的是上一子帧的最后一个OFDM符号，而第一组的采样图案为{10,8,8,8,8,8,8,8,8，8,8,8,8,8,8,8,8}，因此对应到子帧内前17个降采样后的数据是原始CP段内的第1点，数据段内第2,第10，…, 第122点，接下来降采样窗口对应的是本子帧的第一个OFDM符号， 采样图案是{9,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8}，因此对应到降采样后子帧内的17个数据是原始CP段内的第3点，数据段内第1,第9，…, 第122点，第三个降采样窗口对应的是本子帧的第二个OFDM符号，采样图案仍然是{9,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8,8}，因此对应到子帧内降采样后的17个数据是原始CP段内的第2点，数据段内第1,第9，…, 第122点，依次类推。

由此可以看出，采用上述固定采样图案进行降采样可以保证在每个OFDM符号时间长度内降采样后的点数个数相同，并且保证原始OFDM符号降采样后采样位置间的误差保持在最大1个采样点，大部分OFDM采样位置无误差，从而一方面降低了后续滑动自相关的运算量，同时又最大限度减小了由于降采样给滑动自相关带来的性能下降。

M201滑动自相关模块

图4所示如在协议[36.211]中的约定，窄带无线通信系统的主同步码NB-PSS序列在频域上是短序列，频域上占用11个RE，在时域上占用11个连续的OFDM符号并且经过加扰后发送。

经过降采样后1ms的采样点数是238个，滑动自相关模块的一次处理对象是每个无线帧（10ms）窗口时间内的接收时域数据，实际滑动自相关模块还包括一个数据缓存器，缓存上一个无线帧窗口内最后11个OFDM符合的数据，即11*17个采样点，因此，滑动自相关模块的实际一次处理对象包括一个无线帧降采样后的2380个采样点+11*17降采样点，共2567个降采样点的数据。

增加滑动自相关模块中的数据缓存器的有益效果是防止数据漏检，如图5所示，可能存在的场景是，当前10ms处理窗口的起始位置正好位于真实发送NPSS子帧的帧内部，增加了11个OFDM符号时长的数据缓存就可以保证增长后的滑动自相关处理窗口内一定保存有至少一个完整的NPSS序列。

如图6所示，将处理窗口内的采样点数据逐位移动作为起始位置t，并从长度为11个OFDM符号（即187个采样点）的时长窗口内取出采样点，作为一个滑动窗口。

然后将一个滑动窗口内的187个采样点分成11组，每组17个采样点，如图6所示间隔两组之间的采样点进行相关累加，在相关累计中还需要乘以每个OFDM符号的加扰序列，如下式所示，

上式中，、是接收到的从第t个采样点起的第m个OFDM符号时长的采样点序列，s_m、s_m+1是这两个OFDM符号序列对应的加扰码，*表示对序列中每个点取共轭运算。

较优地，在工程实践中还包括对连续无线帧（10ms）窗口上自相关结果的alpha滤波运算

从而获得分集合并增益，进一步提高检测的准确程度。

然后，对滑动相关结果进行功率归一化，

判断归一化后的滑动自相关结果是否大于预定义的门限值，若大于则认为该无线帧窗口内含有NPSS，大致起始位置在第t个采样点，并转入下一个粗互相关模块，否则转到下一个无线帧窗口的判断。

工程中较优地，还包括根据滑动自相关结果对降采样信号进行小数倍频偏估计和校准。

如上所述，由于初始采样率是1.92MHz，一个OFDM符号包含的采样点数是137个，因此一个OFDM符号时间长度是137/1.92MHz，在一个OFDM符号时间长度上由频偏所造成的相位旋转是：

其中θ即是自相关结果的相位值。

因此，频偏的估计值：

需要指出的是，当真实的频偏值在一个OFDM符号上造成的相位旋转小于π，上式中的估计结果即是完整的频偏值，但在通常情况下，如背景技术所述，由于窄带无线通信系统非常大的初始频偏都会造成大于π的相位旋转，因此上式中的估计结果只是频偏值的小数部分，称为小数倍频偏值。

最后，按照估计出的小数倍频偏值对滑动窗内的降采样序列进行频偏校准，

其中，λ_i是第i个采样点的采样时刻。

M301差分互相关模块

差分互相关模块仅在滑动自相关判断满足存在NPSS的条件下启动，作用是确认NPSS的存在以及估计和校准整数倍频偏，在优选情况下还包括消除定时偏差。

首先，按照协议规定生成无频偏的本地序列，记为d_i，d_i的采样率与降采样接收序列相同，并按照不同的整数倍频偏来调制d_i。

背景技术中介绍了窄带无线通信系统在小区搜索时遇到最大频偏为±25.5KHz，在这个范围内存在5种可能的整数频偏，分别是，上述频偏值都落在最大频偏范围内。

采用枚举法，尝试上述假设中的每一种整数倍频偏对初始的本地序列进行调制。

然后，将调制后的本地序列与滑动自相关输出的采样序列相关，对11个OFDM符号时长内的NPSS序列分成近似等长的两段进行差分相关，即将长度为187点的本地序列以及接收采样序列均分成两段，第一段长度为94点，第二段长度为93点（或者也可以分割成第一段93点，第二段94点），并将两者进行相关，

其中*表示取共轭运算。

在本领域的惯常技术方法中，求互相关多数是通过一个完整的接收序列和本地序列进行相关运算来获得的，但在本发明方案中，是将完整的同步序列拆分成近似等长的两段，再分别和本地序列进行相关而获得的。这是由于，按照协议规定，NPSS在不同的无线帧可以映射到不同的天线端口发送，因此如果采样惯常手段，对一个子帧长度（187点）的NPSS本地序列和接收序列进行直接相关就无法再在多个无线帧窗口间进行合并以获取合并增益；而本方案采用子帧内两段先差分再相关，一个子帧内部的天线端口是不变的，不同无线帧间差分相关的结果仍然可以合并，因此规避了无线帧间天线端口间切换的问题，从而获取合并增益。

将本10ms无线帧内的差分相关结果进行功率归一化，并将多个10ms无线帧窗口内的差分相关结果进行合并

其中，是上一个10ms无线帧窗口内的归一化的结果。

若差分互相关结果大于门限值，则找出一个使得差分互相关结果最大的k值，

认为差分互相关确认NPSS信号已经成功检测，其所对应的频偏值即是整数倍频偏估计结果。

总频偏估计结果是小数倍和整数倍频偏估计结果之和。

对接收到的NPSS序列进行频偏校准，

其中，λ_i是第i个采样点的采样时刻。

在工程中的较优情况下，差分互相关模块还包括初步定时估计的处理。如前面的描述，初始本地序列d_i的采样率与降采样接收序列相同（即为240kHz）。若需要初步估计定时的处理，则首先生成高采样率的本地序列，然后尝试多种的初始采样点偏移并进行下采样，例如生成的本地序列采样率为1.92MHz，如图7所示，尝试的采样点偏移分别是j=0,1,2，….7点，下采样率为8，对应的下采样序列记为，下采样后的序列仍然是240kHz，然后进行如前所述的差分互相关，并找出最大的差分互相关结果，

其所对应的采样点偏移j即为初始的定时估计量。

按照3gpp约定的仿真配置（如表1），使用本发明所公开的装置可以获得95%以上的检测成功率，在较优配置下可以达到定时同步在4T_samp以内（其中T_samp对应1.92MHz采样间隔），频率同步误差在50Hz范围内

表1 性能仿真条件