相控阵发送装置及载波泄漏校正方法与流程

本发明涉及使用了相控阵天线的无线信号发送中的、相控阵发送装置及载波泄漏校正方法。

背景技术：

相控阵天线技术是无线通信装置或雷达装置中被广泛使用的技术。根据这种技术，可进行指向性波束的成形和波束的电子扫描。例如，若适用于无线通信装置，则能够形成波束而提高天线增益，扩展通信区域，或者，能够按照容纳用户数动态地控制覆盖区域。此外，若适用于雷达装置，则能够通过向探测目标物体辐射由相控阵天线形成的指向性高的波束，抑制来自非探测目标物体的反射(杂乱回波反射)，使目标物体的探测精度提高。

相控阵天线技术，通过适当地控制对配置为阵列状的多个天线元件各自馈电的多个并行发送系统(以下称为“发送分支”)的相位和振幅，能够得到作为天线的期望的指向性增益。

作为采用了相控阵技术的以往的相控阵发送装置的一例，例如已知专利文献1所公开的结构。图1是表示专利文献1所公开的相控阵发送装置的结构的框图。图1所示的相控阵发送装置(发送机64)包括：本机信号放大器65；多个基带信号用相移器66-1～66-h；多个正交调制器(混频器)67-1～67-h；多个发送放大器68-1～68-h；以及多个发送天线69-1～69-h。多个基带信号用相移器66-1～66-h对于输入的基带信号，通过分别给予合适的相位旋转来控制波束指向性。

此外，作为使所发送的无线信号的质量劣化的要因，有载波信号的泄漏(载波泄漏)。由于载波泄漏是接收处理中的不需要分量，所以接收信号的检测精度劣化。

作为进行以往的载波泄漏校正的装置的一例，已知专利文献2所公开的结构。专利文献2所公开的装置将具有恒定的包络线的测试信号输入到混频器，对于来自混频器的输出信号进行包络线检波得到包络线信号。在发生载波泄漏(＝dc偏置)的状态下包络线信号的振幅变动，在无载波泄漏的状态下无包络线信号的振幅变动。因此，进行载波泄漏的校正，使得包络线信号的振幅变动较小。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5252094号公报

专利文献2：日本特开平8-213846号公报

技术实现要素：

本发明的非限定性的实施例，提供能够进行考虑了按照波束指向性的切换而变动的载波泄漏的载波泄漏校正的相控阵发送装置及载波泄漏校正方法。

本发明的一方式的相控阵发送装置，包括多个发送分支和校正控制单元，所述多个发送分支各自包括：对基带信号给予相位旋转的相移单元；对所述相移单元的输出信号加上第1校正值的第1dc偏置校正单元；和将所述第1dc偏置校正单元的输出信号变频到高频频带的混频器，所述校正控制单元，对于所述相位旋转中被设定的相位旋转量的多个候选的各个候选，计算使所述混频器的输出信号中包含的载波泄漏分量最小的第2校正值，基于所述第2校正值确定所述第1校正值。

本发明的一方式的相控阵发送装置包括多个发送分支和校正控制单元，所述多个发送分支各自包括：对基带信号加上第1校正值的第1dc偏置校正单元；对所述第1dc偏置校正单元的输出信号给予相位旋转的相移单元；对所述相移单元的输出信号加上第2校正值的第2dc偏置校正单元；将所述第2dc偏置校正单元的输出信号变频到高频频带的混频器；和使用所述相位旋转前的基带信号，检测在所述相移单元的前级发生的第1dc偏置的检测单元，所述校正控制单元基于所述第1dc偏置确定所述第1校正值。

本发明的一方式的载波泄漏校正方法，包括以下步骤：对基带信号给予相位旋转的相移步骤；对所述相移步骤的输出信号加上第1校正值的dc偏置校正步骤；将所述dc偏置校正步骤的输出信号变频到高频频带的转换步骤；以及对于所述相位旋转中被设定的相位旋转量的多个候选的各个候选，计算使所述转换步骤的输出信号中包含的载波泄漏分量最小的第2校正值，基于所述第2校正值确定所述第1校正值的校正控制步骤。

本发明的一方式的载波泄漏校正方法，包括以下步骤：对基带信号加上第1校正值的第1dc偏置校正步骤；对所述第1dc偏置校正步骤的输出信号给予相位旋转的相移步骤；对所述相移步骤的输出信号加上第2校正值的第2dc偏置校正步骤；将所述第2dc偏置校正步骤的输出信号变频到高频频带的转换步骤；使用所述相位旋转前的基带信号，检测所述相移步骤的前级发生的第1dc偏置的检测步骤；以及基于所述第1dc偏置确定所述第1校正值的校正控制步骤。

再者，这些概括性的并且具体的方式，可以由系统、装置、方法、集成电路、计算机程序、或记录介质来实现，也可以由系统、装置、方法、集成电路、计算机程序和记录介质的任意的组合来实现。

根据本发明的一方式，能够进行考虑了根据波束指向性的切换而变动的载波泄漏的载波泄漏校正。

从说明书和附图中将清楚本发明的一方式中的更多的优点和效果。这些优点和/或效果可以由几个实施方式和说明书及附图所记载的特征来分别提供，不需要为了获得一个或一个以上的同一特征而提供全部特征。

附图说明

图1表示以往的相控阵发送装置的结构。

图2表示本发明的实施方式1的相控阵发送装置的结构。

图3表示包络线检波单元的输出波形的一例。

图4表示相移单元输出的dc偏置。

图5表示混频器输出的dc偏置。

图6表示适用了以往的载波泄漏校正方法的情况下的dc偏置。

图7表示本发明的实施方式1的载波泄漏校正步骤。

图8表示本发明的实施方式3的相控阵发送装置的结构。

图9表示本发明的实施方式3的载波泄漏校正步骤。

图10表示本发明的实施方式4的相控阵发送装置的结构。

图11表示本发明的实施方式4的载波泄漏校正步骤。

具体实施方式

一般而言，发生载波泄漏，原因在于混频器的不平衡，所以dc偏置校正单元大多被设在混频器的前级。

相对于此，本发明人发现了不仅是混频器，在dac(数字-模拟转换器)和相移单元之间的路径中也发生dc偏置，若切换波束指向性，则载波泄漏因该dc偏置而变动的现象。

即，可知在图1那样的装置中，即使在相移单元的前级的路径中也有发生dc偏置(即，载波泄漏)的情况，该载波泄漏因相移单元的波束指向性的切换而变动。因此，除了起因于混频器所发生的载波泄漏，还需要考虑按照波束指向性的切换而变动的载波泄漏。

这里，说明有关若切换波束指向性，则载波泄漏变动的机理。

图2表示本发明的一方式的相控阵发送装置的结构例。图2所示的相控阵发送装置100包括dac10、多个发送分支11-1～11-m、振幅测量单元19、以及校正控制单元20。发送分支11-1～11-m包括：相移单元12-1～12-m、dc偏置校正单元13-1～13-m、混频器14-1～14-m、功率放大器15-1～15-m、方向性耦合器16-1～16-m、天线17-1～17-m、以及包络线检波单元18-1～18-m。

再者，发送分支11-1～11-m的内部结构及动作是相同的，所以在以下的说明中，说明发送分支11-1的动作。

dac10将数字信号即基带信号转换为模拟信号，输出模拟基带信号。基带信号是以i轴信号(实数分量)和q轴信号(虚数分量)表现的复数信号。

在载波泄漏校正时，具有以(式1)表示的恒定包络线的测试信号s0作为基带信号被输入到dac10。

其中，a表示振幅，ωs表示角频率。

从dac10输出的模拟基带信号被分支，被输入到相移单元12-1。此时，在dac10和相移单元12-1之间的路径中发生dc偏置。作为dac10和相移单元12-1之间的路径中的dc偏置的要因，可列举布线长度或布线宽度的偏差、缓冲器或放大器等(未图示)的性能偏差等。

若将dac10和相移单元12-1之间的路径中发生的dc偏置表示为d1(d1为复数)，则输入到相移单元12-1的信号s1如(式2)那样表示。

相移单元12-1为了得到期望的波束指向性，对于输入的信号s1给予适当的相位旋转。从相移单元12-1输出的信号s2如(式3)那样表示。

其中，θ表示由相移单元12-1给予的相位旋转量，从校正控制单元20输入。

dc偏置校正单元13-1对于输入的信号s2(相移单元12-1的输出信号)加上校正值，进行dc偏置校正。校正值对于i轴信号及q轴信号独立地设定。从dc偏置校正单元13-1输出的信号s3如(式4)那样表示。

其中，d2(d2为复数)表示由dc偏置校正单元13-1施加的dc偏置的校正值，从校正控制单元20输入。

混频器14-1对于来自dc偏置校正单元13-1的输出信号进行正交调制，上变频(变频)到高频频带。若将混频器14-1中发生的dc偏置表示为d3(d3为复数)，则从混频器14-1输出的正交调制后的信号s4如(式5)那样表示。

其中，ωc表示载波频率。(式5)的第1项表示原来的测试信号分量，第2项表示dc偏置(＝载波泄漏)分量。(式5)的第2项的dall如(式6)那样表示。

dall＝d1e^jθ+d2+d3…(式6)

功率放大器15-1将由混频器14-1上变频的高频信号放大到预定的功率。放大的高频信号从发送天线17-1作为无线信号被发送。

方向性耦合器16-1取出由功率放大器15-1放大的高频信号的一部分，输出到包络线检波单元18-1。

包络线检波单元18-1对于由方向性耦合器16-1取出的信号进行包络线检波。

图3是表示包络线检波单元18-1的输出波形的一例的图。

在恒定振幅的正弦波(设角频率为ωs)作为基带信号被输入到dac10的情况下，在不含有载波泄漏分量的理想的状态下包络线检波单元18-1的输出波形为固定(图3的虚线)。另一方面，在含有载波泄漏分量的状态下，包络线检波单元18-1的输出波形为以角频率ωs、即周期＝2π/ωs变动的信号(图3的实线)。

振幅测量单元19从包络线检波单元18-1～18-m的输出信号中提取角频率ωs的分量，检测载波泄漏分量。例如，振幅测量单元19也可以通过检测包络线检波单元18-1～18-m的输出信号的最大值和最小值进行载波泄漏分量的检测。或者，振幅测量单元19也可以使用fft(fastfouriertransform：快速傅立叶变换)或滤波器等提取与载波泄漏分量相当的ωs分量。

校正控制单元20设定相移单元12-1～12-m的相位旋转量θ。此外，校正控制单元20基于振幅测量单元19所检测的载波泄漏分量，调整对dc偏置校正单元13-1～13-m设定的校正值d2。

根据(式6)，可知混频器14-1的输出中包含的dc偏置分量dall因相移单元12-1中的相位旋转量θ而变化。以下，使用图4及图5详细地说明以(式6)表示的现象。

图4是表示从相移单元12-1输出的信号s2中包含的dc偏置的图。将输入到相移单元12-1的dc偏置以d1表示。如图4所示，dc偏置d1因由相移单元12-1给予的相位旋转量θ也受到相位旋转，在圆周c上移动。例如，在未受到相位旋转的情况下(θ＝0)为d1的状态，在受到相位旋转θ的情况下为d1e^jθ的状态。

图5是表示从混频器14-1输出的信号s4中包含的dc偏置的图。再者，在图5中，将dc偏置校正单元13-1施加的dc偏置的校正值作为d2＝0(即，不进行dc偏置校正的状态)。如图5所示，信号s4中包含的dc偏置，成为被输入到相移单元12-1的dc偏置d1和混频器14-1中发生的dc偏置d3合成的状态。

图5所示的原点o和圆周c上的点之间的距离表示从混频器14-1输出的信号s4中包含的dc偏置的大小。这里，图5所示的圆周c的中心从原点o相当于偏移dc偏置d3。因此，如图5所示，若相位旋转量θ变化，则在圆周c上移动的dc偏置的大小(距原点o的距离)也变化。例如，未受到相位旋转的情况下(θ＝0)，dc偏置以d1+d3表示，受到相位旋转θ的情况下，dc偏置以d1e^jθ+d3表示。

这样，dc偏置(即，载波泄漏分量)的大小因相移单元12-1对基带信号给予的相位旋转量θ而变动，所以在未考虑相位旋转量θ的以往的载波泄漏校正方法中，接收装置中的接收性能因载波泄漏分量的变动而劣化。

图6是表示在以往的载波泄漏校正方法中，θ＝0的状态下进行载波泄漏校正的情况下的dc偏置的一例的图。

若对于θ＝0的状态(即，图5的以d1+d3表示的dc偏置)进行载波泄漏校正(例如，校正值d2＝-(d1+d3))，则d1移动到原点o。由此，在θ＝0的状态下，载波泄漏分量为零。

可是，如图6所示，在θ＝0以外的相位旋转量中发生载波泄漏分量(d1e^jθ-d1)。即，在以往的载波泄漏校正方法中，相移单元12-1的相位旋转量θ在特定的条件(图6中θ＝0)中能够除去载波泄漏分量，但相移单元12-1的相位旋转量θ若因波束指向性的切换而变更，则无法除去载波泄漏分量。即，起因于与相位旋转量θ对应的载波泄漏分量的变动，例如图3所示的有载波泄漏(实线)的情况下的包络线检波单元18-1的输出波形的大小(正弦波的振幅)变动。

如以上，在以往的载波泄漏校正方法中，在切换波束指向性的情况下，因相移单元12-1的前级发生的dc偏置d1(即，受到了相位旋转的dc偏置)，有所谓发送的信号中包含的载波泄漏分量变动的问题。因此，在以往的载波泄漏校正方法中，不能充分地除去载波泄漏，接收装置中的接收信号的检测精度劣化。

此外，即使将相位旋转量θ变更为与θ＝0不同的其他值进行载波泄漏校正，也解决不了载波泄漏量随着相位旋转量θ的变化而变动的问题。

因此，在本发明的非限定性的实施例中，即使在切换波束指向性的情况下，也抑制载波泄漏分量的变动，或者，抑制载波泄漏分量。

以下，说明本发明的相控阵发送装置的实施方式。再者，在以下的各实施方式中，对相同的结构附加相同的标号，省略重复的说明。以下，将使用了相控阵天线技术的无线发送装置(包括相控阵天线的无线发送装置)记载为相控阵发送装置。

(实施方式1)

本实施方式的相控阵发送装置的结构，基本结构与图2所示的相控阵发送装置100是共同的，所以引用图2来说明。

在本实施方式中，相控阵发送装置100的校正控制单元20对于相移单元12-1中的被设定相位旋转的相位旋转量θ的多个候选(以下表示为相位设定θn(n＝0，1，…，n-1。n为2以上的整数))，分别计算使混频器14-1的输出信号s4中包含的载波泄漏分量为最小的校正值(后述的d2n)，基于算出的校正值d2n，确定对dc偏置校正单元13-1给予的校正值d2。

再者，在以下，发送分支11-1～11-m的内部结构及动作是相同的，所以说明发送分支11-1的动作。

以下，说明在本实施方式中确定对dc偏置校正单元13-1给予的校正值的原理。

这里，作为一例，说明n＝2的情况。将2个相位设定分别设为θ0、θ1。θ0和θ1是彼此不同的值。

将相移单元12-1的相位设定设为θ0时的从混频器14-1输出的信号s4中包含的dc偏置，根据(式6)，如(式7)那样表示。

校正控制单元20调整对dc偏置校正单元13-1输入的校正值d2，使得在该状态下载波泄漏分量最小(即，dal1＝0)。对于相位设定θ0在调整后得到的校正值d20，通过在(式7)中代入dall＝0，如(式8)那样表示。

同样地，将相移单元12-1的相位设定设为θ1时的从混频器14-1输出的信号s4中包含的dc偏置，根据(式6)，如(式9)那样表示。

校正控制单元20调整对dc偏置校正单元13-1输入的校正值d2，使得在该状态下载波泄漏分量最小(即，使得dall＝0)。对于相位设定θ1在调整后得到的校正值d21，通过在(式9)中代入dall＝0，如(式10)那样表示。

然后，校正控制单元20基于(式8)所示的校正值d20及(式10)所示的校正值d21，进行(式11)的运算，使得抵消dc偏置d1。

由此，混频器14-1中发生的dc偏置d3如(式12)那样求。

因此，校正控制单元20将对dc偏置校正单元13-1给予的校正值d2确定为d2＝-d3，以除去以(式12)表示的dc偏置d3。dc偏置校正单元13-1使用校正值d2进行dc偏置校正。由此，(式6)所示的dc偏置(＝载波泄漏)如(式13)那样表示。

dall＝d1e^jθ…(式13)

该dc偏置校正单元13-1的校正处理，相当于从图5所示的状态(包含dc偏置d1、d3的状态)，除去图4所示的状态(dc偏置d3被除去，仅包含dc偏置d1的状态)。这样一来，在dc偏置校正后，从混频器14-1输出的信号s4中包含的dc偏置分量dall为起因于混频器14-1的dc偏置d3被除去的、振幅|d1|的正弦波。

由此，即使在相移单元12-1中切换波束指向性(相位旋转量θ)，由于dc偏置分量dall的振幅以|d1|为恒定，所以载波泄漏量也不变化而为恒定。例如，在图3所示的有载波泄漏(实线)的情况下的包络线检波单元18-1的输出波形的大小(正弦波的振幅)，即使相位旋转量θ变化也是恒定的。这样一来，在相控阵发送装置100中，即使切换波束指向性，载波泄漏分量也无变动，所以能够降低载波泄漏分量的变动对接收信号的检测精度产生的影响。

再者，将n＝2的情况作为一例进行了说明，但对于n为3以上的情况，本实施方式也可适用。

具体而言，校正控制单元20对于多个相位设定θn(n＝0，1，…，n-1)的每一个，调整对dc偏置校正单元13-1输入的校正值d2，使得载波泄漏分量最小。对于相位设定θn在调整后得到的校正值d2n(校正候选值)如(式14)那样表示。

由此，对于2个未知数d1、d3，得到n个(式14)，所以如果n为2以上，则能够求解对2个未知数d1、d3的联立方程式。因此，即使在n为3以上的情况下，校正控制单元20通过求解从n个(式14)选择出的任意2个式，就能够求dc偏置d3的值。

例如，n＝3的情况下，得到有关与相位设定θ0、θ1、θ2分别对应的调整后的3个(式14)校正值d20、d21、d22。因此，校正控制单元20通过求解d20和d21、d21和d22、d22和d20的3个组合，得到3个d3的值。校正控制单元20使用3个d3的值之中其中1个的值，也可以确定对dc偏置校正单元13-1给予的校正值d2(＝-d3)。

或者，校正控制单元20也可以求多个d3的平均值来确定对dc偏置校正单元13-1给予的校正值d2(＝-d3)。理想地，得到的多个d3的值一致，而在实践中，因噪声或电路的特性偏差，预计得到的d3的值也偏差。因此，校正控制单元20通过将多个d3的值进行平均，能够减轻偏差的影响。

以上，说明了确定本实施方式中的校正值d2的原理。

接着，说明本实施方式中的相控阵发送装置100的载波泄漏校正方法。图7是表示本实施方式中的相控阵发送装置100的载波泄漏校正方法的流程图。

首先，对dac10输入测试信号(步骤s100)。

接着，校正控制单元20对于相位设定θn设定为n＝0(初期值)(步骤s101)。

接着，校正控制单元20将相移单元12-1的相位旋转量设定为θn(步骤s102)。

接着，校正控制单元20调整对dc偏置校正单元13-1输入的校正值d2，使得载波泄漏分量最小，对于相位设定θn将调整后得到的校正值作为d2n(步骤s103)。

接着，校正控制单元20判定是否n＝n-1(步骤s104)。在不是n＝n-1的情况下(步骤s104：“否”)，校正控制单元20设为n＝n+1(步骤s105)，返回到步骤s102的处理。

另一方面，在n＝n-1的情况下(步骤s104：“是”)，校正控制单元20基于校正值d2n(n＝0、1、…n-1)计算dc偏置d3，使用算出的dc偏置d3，求对dc偏置校正单元13-1给予的校正值d2(＝-d3)(步骤s106)。

最后，校正控制单元20将步骤s106中求得的校正值d2设定在dc偏置校正单元13-1中(步骤s107)。

以上，如说明的那样，本实施方式的相控阵发送装置100对于多个相位设定调整使dc偏置最小的校正值，并基于对于多个相位设定调整的多个校正值，确定对dc偏置校正单元13-1给予的校正值。

因此，在本实施方式中，即使在相控阵发送装置100中切换波束指向性(相位旋转量θ)的情况下，也能够除去混频器14-1中发生的dc偏置d3，并且抑制相移单元12-1的前级发生的dc偏置d1造成的载波泄漏分量的变动，所以能够抑制接收装置中的接收信号的检测精度的劣化。

(实施方式2)

本实施方式的相控阵发送装置的结构，基本结构与图2所示的相控阵发送装置100是共同的，所以引用图2来说明。

此外，本实施方式中的相控阵发送装置100的载波泄漏校正方法，与图7所示的流程图相同，所以省略说明。

在本实施方式中，相控阵发送装置100(校正控制单元20)对于以(式15)表示的多个相位设定θn分别调整使dc偏置最小的校正值d2n，并基于调整后的各校正值d2n确定对dc偏置校正单元13-1给予的校正值d2。

(n＝0、1、…、n-1。n为2以上的整数。θa是任意的相位)

即，在本实施方式中，在多个相位设定θn中，被分别设定将1周期(2π)进行n等分的值。

根据(式6)，在从将相移单元12-1的相位设定设为θn时的混频器14-1输出的信号s4中包含的dc偏置如(式16)那样表示。

校正控制单元20调整对dc偏置校正单元13-1输入的校正值d2，使得在该状态下载波泄漏分量为最小(即，使得dall＝0)。对于相位设定θn在调整后得到的校正值d2n，通过在(式16)中代入dall＝0，如(式17)那样表示。

然后，如(式18)，校正控制单元20求在调整后得到的n个校正值d2n的平均值。

(式18)的第1项为首项“-(d1/n)e^jθa”、公比“e^j(2π/n)”的等比数列的n个项之和，所以为零。因此，(式18)以(式19)表示。

即，校正控制单元20可以基于校正值d2n的平均值，求在混频器14-1中发生的dc偏置d3。

校正控制单元20将对dc偏置校正单元13-1给予的校正值d2设定为d2＝-d3，以将(式19)表示的dc偏置d3除去。dc偏置校正单元13-1使用校正值d2进行dc偏置校正。

由此，与实施方式1同样，在dc偏置校正后，从混频器14-1输出的信号s4中包含的dc偏置分量如(式13)那样表示。即，dc偏置校正单元13-1中起因于混频器14-1的dc偏置d3被除去，所以dc偏置分量dall为振幅|d1|的正弦波。因此，与实施方式1同样，即使在相移单元12-1中波束指向性(相位旋转量θ)被切换，也能够使载波泄漏量为恒定。

由此，即使在相控阵发送装置100中切换波束指向性(相位旋转量θ)的情况下，也能够除去混频器14-1中发生的dc偏置d3，并且抑制相移单元12-1的前级发生的dc偏置d1造成的载波泄漏分量的变动，所以能够抑制接收装置中的接收信号的检测精度的劣化。

特别地，n＝2的情况下(例如，θ0＝0、θ1＝不)，(式19)如(式20)那样表示。

这种情况下，对dc偏置校正单元13-1设定的校正值d2如(式21)那样表示。

即，在本实施方式中，对dc偏置校正单元13-1设定的校正值d2从求校正值d20的步骤、求校正值d21的步骤、以及求d20及d21的平均值的步骤来求。特别地，能够以平均值的计算处理进行从d20及d21求dc偏置d3的处理(图7的步骤s106的处理)，所以与实施方式1比较能够简单地实现。因此，根据本实施方式，在相控阵发送装置100中，能够比实施方式1进一步削减在载波泄漏的校正上需要的时间(处理量)。

(实施方式3)

在实施方式1及2中，在切换了波束指向性的情况下，dc偏置被校正，使得载波泄漏分量不变动。相对于此，在本实施方式中，说明校正dc偏置，使得能够进一步除去相移单元12-1的前级发生的dc偏置的方法。

图8是表示本实施方式的相控阵发送装置200的结构的框图。再者，在图8中，对与图2同样的结构部分附加相同的标号，并省略其说明。在图8中，与图2不同的方面是，在各相移单元12-1～12-m的前级分别追加了dc偏置校正单元21-1～21-m。

再者，发送分支11-1～11-m的内部结构及动作是相同的，所以在以下的说明中，说明发送分支11-1的动作。

dc偏置校正单元21-1对于从dac10分支的模拟基带信号(即，相位旋转前的基带信号)施加校正值，将校正后的信号输出到相移单元12-1。

除了实施方式1的动作以外，校正控制单元20还确定对dc偏置校正单元21-1～21-m设定的校正值。具体而言，校正控制单元20使用对于多个相位设定θn的每一个得到的校正值d2n，确定校正值(即，-d1)，以将相移单元12-1的前级发生的dc偏置d1除去。

以下，说明求对dc偏置校正单元21-1给予的校正值的方法。

这里，假设校正控制单元20在n＝2的情况中，根据实施方式1中说明的(式12)，求对dc偏置校正单元13-1给予的校正值d2(＝-d3)。

与实施方式1同样，校正控制单元20调整对dc偏置校正单元13-1输入的校正值d2，使得在2个相位设定θ0、θ1的每一个中载波泄漏分量为最小。对于相位设定θ0、θ1的每一个在调整后得到的校正值d20、d21以(式8)、(式10)表示。

这里，校正控制单元20基于(式8)所示的校正值d20及(式10)所示的校正值d21，以抵消dc偏置d3而进行(式22)的运算。

由此，相移单元12-1的前级发生的dc偏置d1如(式23)那样来求。

因此，校正控制单元20将对dc偏置校正单元21-1给予的校正值确定为-d1，以除去以(式23)表示的dc偏置d1。dc偏置校正单元21-1使用校正值-d1进行dc偏置校正。

由此，在dc偏置校正单元21-1中相位旋转前dc偏置d1被除去，dc偏置校正单元13-1中起因于混频器14-1的dc偏置d3被除去，所以用(式6)表示的dc偏置分量dall为零。

这样一来，在相控阵发送装置200中，即使切换波束指向性，载波泄漏分量也被除去，所以能够防止载波泄漏分量的变动造成的接收信号的检测精度的劣化。

接着，说明本实施方式中的相控阵发送装置200的载波泄漏校正方法。

图9是表示本实施方式中的相控阵发送装置200的载波泄漏校正方法的流程图。再者，在图9中，对与实施方式1(图7)相同的动作附加相同的标号，并省略其说明。

校正控制单元20基于步骤s103中求得的校正值d2n(n＝0、1、…、n-1)，求对dc偏置校正单元21-1给予的校正值-d1(步骤s200)。然后，校正控制单元20将步骤s200中求得的校正值-d1设定在dc偏置校正单元21-1中(步骤s201)。

再者，在图9中，步骤s106和步骤s200也可以调换序号，步骤s107和步骤s201也可以调换序号。

这样，在本实施方式中，在相控阵发送装置200中，通过追加dc偏置校正单元21-1，不仅校正混频器14-1中发生的dc偏置，还可校正相移单元12-1的前级发生的dc偏置。由此，根据本实施方式，即使在相控阵发送装置200中切换波束指向性(相位旋转量θ)的情况下，也能够除去相移单元12-1的前级发生的dc偏置d1及混频器14-1中发生的dc偏置d3两者，所以能够抑制接收装置中接收信号的检测精度的劣化。

(实施方式3的变形1)

特别地，在使得θ0和θ1之间的相位差为π而选择了θ0和θ1的情况下，例如，在θ0＝0、θ1＝π的情况下，(式23)如(式24)那样。

由此，校正控制单元20能够通过比(式23)简单的运算来求对dc偏置校正单元21-1给予的校正值-d1。

(实施方式3的变形2)

作为求dc偏置d1的另一例子，有如下那样的方法。

如前述，对于多个相位设定θn得到的校正值d2n以(式14)表示。

这里，若将(式14)变形，则如(式25)那样。

d3以实施方式1和实施方式2中说明的方法来求。由此，校正控制单元20对于某个n(例如，n＝1)，通过代入d2n、d3，能够求相移单元12-1的前级发生的dc偏置d1。

(实施方式3的变形3)

作为求dc偏置d1的另一方法，有如下的方法。在使用以(式15)表示的多个相位设定θn的情况下，校正控制单元20对于校正值d2n(n＝0、1、…、n-1)进行(式26)的运算。

(式26)的第2项为首项“-(d3/n)e^-jθa”、公比“e^-j(2π/n)”的等比数列的n个项之和，所以为零。因此，(式26)以(式27)表示。

由此，校正控制单元20能够求对dc偏置校正单元21-1给予的校正值-d1。如变形(variation)3那样，校正控制单元20通过使用n个校正值d2n来求dc偏置d1，与使用(式25)的情况相比，能够提高校正值-d1的精度。

特别地，在n＝2的情况下，(式27)为(式24)，校正控制单元20能够以简单的处理来求对第1dc偏置校正单元211给予的校正值。

(实施方式4)

图10是表示本实施方式的相控阵发送装置300的结构的框图。再者，在图10中，对与图2或图8同样的结构部分附加相同的标号，并省略其说明。

在图10中，与图8的不同是，追加了用于直接检测被输入到相移单元12-1～12-m的信号的dc偏置的电压测量单元31-1～31-m。

此外，发送分支11-1～11-m的内部结构及动作是相同的，所以在以下的说明中，说明发送分支11-1的动作。

电压测量单元31-1通过测量dc偏置校正单元21-1的输出电压，检测相移单元12-1的前级发生的dc偏置。即，电压测量单元31-1测量输入到相移单元12-1的i轴信号及q轴信号(即，相位旋转前的基带信号)各自的电压值。此外，在i轴信号及q轴信号分别作为差动信号构成的情况下，电压测量单元31-1测量差动信号两者的电压。

校正控制单元20按照从电压测量单元31-1输入的电压值(dc偏置)，控制对dc偏置校正单元21-1给予的校正值，以将该dc偏置除去。dc偏置校正单元21-1将从校正控制单元20输入的校正值施加在模拟基带信号中，进行dc偏置校正。

此外，校正控制单元20在dc偏置校正单元21-1使用校正值d1进行了dc偏置校正后，确定校正值d2，以将混频器14-1中发生的dc偏置除去。换句话说，校正控制单元20在相移单元12-1的前级发生的dc偏置被除去的状态下，确定用于除去混频器14-1中发生的dc偏置的校正值d2。

接着，说明本实施方式中的相控阵发送装置300的载波泄漏校正方法。

图11是表示本实施方式中的相控阵发送装置300的载波泄漏校正方法的流程图。

首先，将输入到dac10的基带信号设为无信号状态(步骤s300)。由此，在无信号状态中电压测量单元22-1所测量的电压值为表示相移单元12-1的前级发生的dc偏置的值。

接着，校正控制单元20基于由电压测量单元31-1测量的dc偏置(电压值)，调整dc偏置校正单元21-1，以将相移单元12-1的前级发生的dc偏置除去(步骤s301)。例如，校正控制单元20基于由电压测量单元31-1测量的dc偏置d1，也可以对dc偏置校正单元21-1确定校正值-d1。

接着，dac10被输入测试信号(步骤s302)。

最后，校正控制单元20调整dc偏置校正单元13-1，使得载波泄漏分量为最小(步骤s303)。

这里，通过步骤s301的处理，在相控阵发送装置300中，成为相移单元12-1的前级发生的dc偏置被除去的状态。因此，在步骤s303中，相控阵发送装置300能够不考虑相移单元12-1造成的dc偏置d1的相位旋转(例如，参照图5)，而除去在混频器14-1中发生的dc偏置d3。

这样，在本实施方式中，相控阵发送装置300中，能够通过设置电压测量单元31-1，直接检测相移单元12-1的前级发生的dc偏置(电压值)，调整dc偏置，以除去检测出的dc偏置。此外，相控阵发送装置300能够在调整了相移单元12-1的前级发生的dc偏置后，通过进行dc偏置校正单元13-1中的dc偏置的调整，充分地抑制发送分支整体的载波泄漏。

以上，说明了本发明的各实施方式。

再者，图7、图9、图11的流程图是表示对1个发送分支11-1的dc偏置的校正方法的流程图，对于剩余的发送分支11-2～11-m也能够以同样的方法校正dc偏置。

此外，在发送分支11-1～11-m之中、进行任一个发送分支中dc偏置校正的期间，可以将不进行dc偏置校正的其他发送分支的电源设为关断(off)的状态，也可以设为接通(on)的状态。通过将不进行校正的其他发送分支的电源设为关断的状态，能够抑制校正中的相控阵发送装置的功耗。另一方面，通过将不进行校正的其他发送分支的电源设为接通的状态，能够与通常的动作时相同的温度进行dc偏置校正。在载波泄漏因温度而变动的情况下，通过将所有的发送分支设为接通状态进行校正，即使在通常动作时也能够维持抑制了载波泄漏的状态。

此外，在发送分支11-1～11-m之中、进行任一个发送分支的dc偏置校正的期间，将不进行dc偏置校正的其他发送分支的电源设为接通(on)状态的情况下，也可以将不进行dc偏置校正的发送分支的功率放大器15-1～15-m设为关断(off)状态。或者，在功率放大器15-1～15-m和发送天线17-1～17-m之间设置天线开关(未图示)，在发送分支11-1～11-m之中、将不进行dc偏置校正的发送分支的电源设为接通状态的情况下，也可以将天线开关设为关断的状态。在发生发送天线17-1～17-m间的绕入的情况下，不进行校正的发送分支的信号绕入到进行校正的发送分支11中，发生干扰而校正有可能未正确地进行。相对于此，通过将没有进行校正的发送分支11的功率放大器15-1～15-m、或天线开关设为关断(off)，能够抑制对校正中的发送分支11的干扰。

此外，进行载波泄漏校正的定时，可以是电源起动时，只要对相控阵发送装置的原来的功能不产生影响的定时，则也可以在通常动作中进行。此外，也可以在电源起动时及通常动作时的其中一个中进行载波泄漏的校正。例如，在动作中周围温度较大变化的情况下，假定载波泄漏量也变化，以前求得的校正值不是最佳的。这样的情况下，也可以在相控阵发送装置内设置温度传感器，在由温度传感器检测的温度发生恒定以上的变化的情况下，校正控制单元20再次进行载波泄漏的校正。或者，通过周期性地提供用于对基带信号进行载波泄漏校正的测试信号来周期性地确认载波泄漏量，在载波泄漏量增大的情况下也可以进行再次校正。

此外，在上述实施方式中，通过例子说明了用硬件构成本发明的一方式的情况，但也可以在与硬件的协同中通过软件实现本发明。

此外，用于上述实施方式的说明中的各功能块通常被作为具有输入端子和输出端子的集成电路即lsi来实现。集成电路控制在上述实施方式的说明中使用的各功能块，也可以包括输入端子和输出端子。这些功能块既可以被单独地集成为单芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为单芯片。虽然这里称为lsi，但根据集成程度，可以被称为ic(integratedcircuit；集成电路)、系统lsi、超大lsi(superlsi)、或特大lsi(ultralsi)。

此外，集成电路化的方法不限于lsi，也可使用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在lsi制造后编程的fpga(fieldprogrammablegatearray：现场可编程门阵列)，或者使用可重构lsi内部的电路单元的连接、设定的可重构处理器(reconfigurableprocessor)。

再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术，如果出现能够替代lsi的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。

标号说明

100，200，300相控阵发送装置

10dac

11发送分支

12相移单元

13，21dc偏置校正单元

14混频器

15功率放大器

16方向性耦合单元

17发送天线

18包络线检波单元

19振幅测量单元

20校正控制单元

31电压测量单元