本发明涉及用于毫米波的无线通信的无线接收装置及发送接收装置。
背景技术：
近年来，不断开展在处理宽带且高频的信号的毫米波的无线通信中可使用的装置的开发。为此，在毫米波的无线通信中，在无线接收装置的模拟/数字转换器中，在研究采样率的高速化。
模拟/数字转换器的功耗与采样率和量化模拟信号的比特数成正比。为此，在专利文献1的接收装置的结构中，在处理毫米波的高频信号(无线频率信号)的情况下，模拟/数字转换器的功耗升高。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2003-224489号公报
非专利文献
非专利文献1：behzadrazavi著“アナログcmos集積电路的設計”12.2.2速度の考察p504-p5082003年3月30日
技术实现要素：
至目前为止，在毫米波的无线通信中，对于降低模拟/数字转换器的功耗的研究并不充分。
本发明的一方式，有助于提供不降低采样率而能够降低模拟/数字转换器的功耗的无线接收装置的提供。
本发明的一方式的无线接收装置包括：变频电路，将具有增益调整期间、信道估计期间及信号接收期间的无线频率的接收信号变频并输出基带的接收信号；1个以上的频率特性校正电路，基于增益码放大所述基带的接收信号，基于频率特性码校正所述基带的接收信号的频率特性；1个以上的滤波器电路，基于截止频率码，截止所述基带的接收信号之中、低于截止频率的频带的接收信号；模拟/数字转换电路，根据基于比特数码的比特数，将所述频率特性的校正及所述频带截止的信号量化并生成数字接收信号；数字信号处理电路，将所述数字接收信号解调，估计频率特性；以及控制单元，根据所述增益调整期间、所述信道估计期间及所述信号接收期间，设定所述频率特性码、所述增益码、所述截止频率码及所述比特数码。
再者，这些概括性的或者具体的方式，可以通过系统、装置、方法、集成电路、计算机程序或记录介质方式实现，也可以通过系统、装置、方法、集成电路、计算机程序和记录介质的任意的组合来实现。
根据本发明的一方式，可以在接收信号被输入到模拟/数字转换器之前降低无线电路和传播路径产生的频率特性，所以可以降低模拟/数字转换器的比特数。因此，可以降低模拟/数字转换器的功耗而不降低采样率。
本发明一方式中的更多的优点和效果从说明书和附图中可知。这些优点和/或效果可以由几个实施方式和说明书及附图所记载的特征来分别提供，但不需要为了获得一个或一个以上的相同特征而提供全部的方式。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的无线接收装置的结构例子的框图。
图2是表示本发明的实施方式1的无线接收装置的结构的另一例子的框图。
图3是表示本发明的实施方式1的无线接收装置的结构的另一例子的框图。
图4是表示帧格式的一例子的图。
图5是表示本发明的实施方式1的无线接收装置的控制的流程的流程图。
图6是本发明的实施方式2的ct/dt混合电路。
图7是表示由本发明的实施方式2的时钟生成电路生成的控制信号s1～s4的时序图的图。
图8a是表示本发明的实施方式2的ct/dt混合电路的低频通过特性之中、相对电容比k的变更的频率特性的电路模拟的结果的图。
图8b是表示本发明的实施方式2的ct/dt混合电路之中、对时钟频率fck的变更的频率特性的低频通过特性的电路模拟的结果的图。
图9是表示本发明的实施方式2的ct/dt混合电路的cmos中的安装方法的一例子的图。
图10a是表示图9的时钟生成电路的结构的一例子的图。
图10b是表示图9的时钟生成电路的结构的一例子的图。
图11是表示输入到图9的时钟生成电路的正弦波的图。
图12是表示本发明的实施方式2的无线接收装置的控制的流程的流程图。
图13是表示本发明的实施方式3的发送接收装置的结构例子的框图。
图14是表示本发明的实施方式3的发送接收装置的结构的另一例子的框图。
图15a是表示本发明的实施方式4的ieee802.11ay的帧格式的图。
图15b是表示本发明的实施方式4的单信道时的调制波频谱的图像的图。
图15c是表示本发明的实施方式4的信道绑定时的调制波频谱的图像的图。
图16a是表示本发明的实施方式4的接收到帧格式的无线接收装置进行的、无线接收装置的增益调整、频率特性及比特数的控制的流程图。
图16b是表示本发明的实施方式4的对于帧格式的adc的设定值的图。
图17a是表示本发明的实施方式5的对于接收到帧格式的无线接收装置进行的、无线接收装置的增益调整、频率特性及比特数的控制的流程图。
图17b是表示本发明的实施方式5的对于帧格式的adc的设定值的图。
图18a是表示本发明的实施方式6的接收到帧格式的无线接收装置进行的无线接收装置的增益调整、频率特性及比特数的控制的流程图。
图18b是表示本发明的实施方式6的对于帧格式的adc的设定值的图。
具体实施方式
以下，参照附图，详细地说明本发明的实施方式。
(实施方式1)
<无线接收装置的结构>
图1是表示实施方式1的无线接收装置1的结构例子的框图。在图1中，无线接收装置1包括：接收天线11；lan(lownoiseamplifier：低噪声放大器)12；本地信号发生器13；mix(mixer；混频器)14；aeq(analogequalizer：模拟均衡器)/vga(variablegainamplifer：可变增益放大器)15；hpf(highpassfilter：高通滤波器)16；adc(analogdigitalconverter：模拟/数字转换器)17；dsp(digitalsignalprocessor：数字信号处理单元)18；增益控制单元19；以及aeq/vga控制单元20。
接收天线11接收毫米波的高频的信号，输出到lan12。再者，接收天线11也可以由多个天线元件构成。
lan12放大从接收天线11输出的高频(无线频率)的接收信号，输出到mix14。
本地信号发生器13产生用于mix14中的下变频(变频)的本地信号，供给到mix14。
mix14将从lan12输出的高频(无线频率)的接收信号使用从本地信号发生器13供给的本地信号进行下变频而生成基带的接收信号，并输出到aeq/vga15。
aeq/vga15基于从增益控制单元19、aeq/vga控制单元20输出的增益码设定增益，使用设定的增益，对从mix14输出的接收信号的电平进行放大或衰减的放大处理。此外，aeq/vga15基于从aeq/vga控制单元20输出的频率特性码，对从mix14输出的接收信号的频率特性进行校正的模拟均衡处理，形成接收信号的波形。aeq/vga15将进行了放大处理和模拟均衡处理的接收信号输出到hpf16。
这里，adc17的动态范围(比特数)基于(条件1)对调制信号的解调需要snr(signaltonoiseratio；信噪比)[db]或evm(errorvectormagnitude；错误向量幅度)[db]、(条件2)传播路径和无线电路的频率特性产生的频带内的增益偏差[db]、(条件3)设计余量的合计来求。在本发明中，通过aeq/vga15使(条件2)减小，从而adc17可以降低比特数，所以无线接收装置1可以降低功耗。
hpf16基于从增益控制单元19输出的截止频率码设定截止频率，将从aeq/vga15输出的接收信号之中、低于截止频率的频带的接收信号截止，并输出到adc17。这里，在图1中，表示了将hpf16连接到aeq/vga15的后级的结构，但在本实施方式中，可以将hpf16连接到aeq/vga15的前级，也可以连接到aeq/vga15的前级和后级两者。
adc17根据基于从增益控制单元19、aeq/vga控制单元20输出的比特数码的比特数，将从hpf16输出的模拟的接收信号量化而生成数字的接收信号，并输出到dsp18。
dsp18将从adc17输出的接收信号根据规定的解调方式进行数字信号处理而对其解调。输入到dsp18的接收信号的电平的数字值被输出到无线接收装置1的后级(未图示)及增益控制单元19。此外，dsp18对无线电路和传播路径的频率特性进行估计，将表示估计结果的信号输出到aeq/vga控制单元20。再者，在本实施方式中，也可以取代dsp18，而使用cpu(centralprocessingunit；中央处理器)和其他的处理器构成。
增益控制单元19在agc(autogaincontrol；自动增益控制)期间、以及agc期间后的信道估计期间的各自中，将从dsp18输出的接收信号电平的数字值和从adc17的动态范围确定的最佳接收信号电平进行比较。然后，增益控制单元19基于比较结果，确定与adc17的动态范围匹配的aeq/vga15的最佳增益。然后，增益控制单元19将表示最佳增益的增益码输出到aeq/vga15。
此外，增益控制单元19设定在agc期间及信道估计期间的各自中的、hpf16的截止频率，将表示截止频率的截止频率码输出到hpf16。
此外，增益控制单元19在agc期间及信道估计期间的各自中，设定adc17的量化的比特数，将表示比特数的比特数码输出到adc17。
aeq/vga控制单元20确定aeq/vga15的频率特性和增益的校正量，以在信道估计期间后的信号接收期间中，aeq/vga15的输出信号的频率特性与由dsp18估计的频率特性成为相反特性。由此，在mix14的输出信号(频率特性校正前的对adc17的输入信号)中，包含无线电路和传播路径的频率特性，但通过使用aeq/vga15中的频率特性和增益的校正量，进行频率特性和增益的校正，可以消除无线电路和传播路径的频率特性(频率特性变得平坦)。然后，aeq/vga控制单元20将表示频率特性的频率特性码、以及表示校正后的增益的增益码输出到aeq/vga15。
此外，aeq/vga控制单元20设定在信号接收期间中的、adc17的量化的比特数，将表示比特数的比特数码输出到adc17。
<无线接收装置的结构的变更>
在图1中，将无线接收装置1的aeq/vga15和hpf16作为1级，但在本实施方式中，aeq/vga15和hpf16的级数是任意的，如图2所示，也可以将aeq/vga15和hpf16设为2级。在将aeq/vga15和hpf16设为多级的情况下，在各级中，也可以使aeq/vga15内的元件值彼此不同。
再者，在图2中，设为以aeq/vga15-1、hpf16-1、aeq/vga15-2、hpf16-2的顺序进行连接，但在本实施方式中，也可以以hpf16-1、aeq/vga15-1、hpf16-2、aeq/vga15-2的顺序进行连接。
此外，在图1的例子中，表示在aeq/vga15中，进行频率特性的调整和增益的调整两者的情况，但本实施方式不限于此，如图3所示，也可以分离为进行增益的调整(放大处理)的vga15a和进行频率特性的校正(模拟均衡处理)的aeq15b。
在图3中，以vga15a、aeq15b的顺序进行连接，但在本实施方式中，也可以以aeq15b、vga15a的顺序进行连接。此外，也可以在vga15a和aeq15b之间追加hpf16，也可以在aeq15b的前级后级、vga15a的前级后级的任一部位配置任意数的hpf16。
再者，在图1、图2、图3中，分离记载了增益控制单元19和aeq/vga控制单元20，但也可以集中接受dsp18的处理结果，进行增益控制、aeq/vga控制、adc17的比特数控制。adc17的控制也可以为增益控制单元19、aeq/vga控制单元20的其中一个进行的结构。
<帧格式>
图4表示毫米波波段的宽带无线系统ieee802.11ad的帧格式。在图4中，帧格式200分为stf(shorttrainingfield；短训练字段)201、cef(channelestimationfield；信道估计字段)202、信头203、数据204、子字段205的各字段。
无线接收装置1在agc期间(约1.2μs)中，使用stf201进行增益调整。此外，无线接收装置1在信道估计期间中，使用cef202估计无线电路和传播路径的频率特性。此外，无线接收装置1在信号接收期间中，进行信头203、数据204、子字段205的接收(解调)。
<控制流程>
接着，使用图5说明在无线接收装置1接收到帧格式200的情况下的、无线接收装置1的增益、频率特性及比特数的控制流程。
在毫米波的通信中，由于agc期间短至1.2μs左右，所以期望agc的收敛时间为600纳秒左右。为此，hpf16的截止频率fc被设定为几百mhz。因此，无线接收装置1在agc期间的开始时(stf201的接收开始时或stf的接收以前)中，将hpf16的截止频率hfp-fc设定为第1截止频率值“fc-h”。此外，无线接收装置1将从aeq/vga15输出的信号的频率特性aeq-f设定为在信号频带中成为平坦的值“a”，将adc17的比特数adc-res设定为第1比特数“l”(st301)。此外，无线接收装置1将aeq/vga15的增益aeq-g设定为标准值“ave”。这里，“fc-h”是使agc的收敛时间为600纳秒左右的截止频率，“l”为信道(频率特性的)估计要求的比特数以下，但对进行agc是足够的比特数。
在这种状态下，在接收到stf201的情况下，增益控制单元19进行aeq/vga15的增益调整(st302)。例如，增益控制单元19根据从adc17输出的接收信号的电平是否超过阈值而反复调整aeq/vga15的增益aeq-g的设定。增益控制单元19首先进行利用二进制搜索的粗调整，接着进行利用线性搜索的微调整。
在aeq/vga15的增益aeq-g的调整完成后(增益调整值)，增益控制单元19为了避免数据解调时的通信质量的劣化，将hpf16的截止频率hfp-fc设定为第2截止频率值“fc-l”。接收信号的振幅伴随该hpf16的截止频率的变更而变化，所以增益控制单元19对aeq/vga15的增益aeq-g进行校正(第1增益校正值)，以消除该振幅的变化。
由此，可以防止接收信号的差错率的上升。再者，该第1增益校正值被预先估计。此外，增益控制单元19为了高精度地进行无线电路和传播路径的频率特性的估计，将adc17的比特数adc-res设定为第2比特数“h”(st303)。这里，“fc-l”是将hpf造成的接收信号的解调精度的劣化抑制到可以容许的程度的截止频率，第2比特数“h”对信道(频率特性的)估计是足够的比特数。
在st303的设定状态下，在接收到cef202的情况下，dsp18基于从adc17输出的接收信号，估计无线电路和传播路径的频率特性(st304)。
aeq/vga控制单元20将aeq/vga15的频率特性aeq-f设定为“b”，以成为与dsp18的估计值的相反特性。此时，接收信号的振幅伴随频率特性的变更而变化，所以aeq/vga控制单元20对aeq/vga15的增益aeq-g进行校正(第2增益校正值)，以消除该振幅的变化。由此，可以在接收信号被输入到adc17之前降低无线电路和传播路径产生的频率特性产生的信号频带内的增益偏差，所以对adc17要求的比特数降低。为此，aeq/vga控制单元20将adc17的比特数adc-res再次设定为第1比特数“l”(st305)。这里，“l”对解调是足够的比特数，是比频率特性估计时的“h”小的值。st301的“l”和st305的“l”也可以是不同的值。
在这种状态下，无线接收装置1进行信头203、数据204的接收(解调)(st306)。
再者，在图5中，即使增益aeq-g的校正、截止频率hpf-fc的设定、aeq/vga15的频率特性aeq-f的设定、比特数adc-res的设定被记载为在同一步骤中进行的情况下，这些处理也未限定为同时地(并行地)进行，也可以顺序地(串行地)进行。
<效果>
如以上，在本实施方式中，进行与伴随截止频率的变更的振幅的变化对应的增益校正，而且进行与伴随频率特性的变更的振幅的变化对应的增益校正。由此，可以在接收信号被输入到adc17之前降低无线电路和传播路径产生的频率特性，所以可以降低adc17中使用的比特数。因此，可以降低adc17的功耗而不降低采样率。
再者，在本发明中，估计了频率特性之后的aeq/vga15的频率特性和增益的设定值不限于估计值的相反特性本身，只要是抑制估计值的频率特性的变动的值即可。
此外，在本实施方式中，说明了接收图4的ieee802.11ad的帧格式的信号的情况，但本发明不限于此，也可以适用于接收其他帧格式的信号的情况。
此外，在本实施方式中，说明了在agc期间中，将adc17的比特数设定为比第2比特数“h”低的第1比特数“l”的情况，但在本发明中，为了检测模式匹配造成的噪声电平以下的信号，也可以将agc期间中的adc17的比特数设定为比第1比特数高的第2比特数“h”。
例如，在图4的stf201的开始时刻，在基本模式中，将adc17的比特数设定为第1比特数“l”，判断为接收功率为噪声功率以下的情况下，也可以进行将adc17的比特数设定为第2比特数“h”的操作。
此外，关于adc17，说明了将adc17设为一个而切换使用adc17的比特数的结构，但也可以准备比特数不同的多个adc17，根据要求的比特数切换要使用的adc17。
此外，在图4的帧格式中，假定信头(header)和子字段(subfields)使用对bpsk那样的解调要求的snr较小的调制方式，所以相比数据区间也可以降低信头和子字段的adc17的比特数。
此外，在本发明中，无线接收装置1的增益调整也可以包含lna增益、混频器增益、本地振幅的调整。
(实施方式2)
在实施方式2中，说明使用ct(continuoustime：连续时间系统)/dt(discretetime：离散时间系统)混合电路作为aeq/vga15的情况。
<ct/dt混合电路的结构>
用图6说明本实施方式的ct/dt混合电路100的主要部分的结构。图6所示的ct/dt混合电路100相当于图1所示的无线接收装置1的aeq/vga15，进行频率特性的校正和增益调整。
图6所示的ct/dt混合电路100具有：ta(transconductanceamplifier：电压电流转换电路)110；电容器120；电荷反转电路130；以及时钟生成电路140。在ct/dt混合电路100中，从输入端子t-vin输入基带的模拟信号。ct/dt混合电路100对于输入的模拟信号，在ta110和电容电荷反转电路130中进行频率特性的校正，从输出端子t-vout将输出电压信号vout输出。
ta110是电压电流转换电路，将输入的模拟信号设为输入电压信号vin，将输入电压信号vin转换为电流(gm×vin)。再者，gm是ta110的跨导(互导)的值。
电容器120的一个端子连接到ta110的输出端子t-taout，另一个端子被接地gnd。电容器120的电容值是ch。
电荷反转电路130的端子a连接到ta110的输出端子t-taout，端子b被接地gnd。电荷反转电路130是进行保持电荷的动作和反转电荷并连接的动作的电路。电荷反转电路130基于从时钟生成电路140供给的控制信号进行电荷共享，进行对输入的模拟信号的频率特性的校正和增益调整。再者，关于电荷反转电路130的具体的结构，将后述。
时钟生成电路140根据从参考频率振荡单元(未图示)输出的参考频率信号(fref)生成时钟s1～s4(控制信号)，提供给导电荷反转电路130。图7中表示由时钟生成电路140生成的控制信号s1～s4的时序图。控制信号s1～s4由脉冲宽度ts、控制信号的周期tck构成。脉冲宽度ts与样本间隔相同。再者，在图7中，表示了矩形时钟，但电荷反转电路130即使在波形钝化的时钟中也动作。在图7中，时钟生成电路140将占空比(＝脉冲宽度ts/控制信号的周期tck)为0.25、相位每次偏移了90度的4相的控制信号s1、s2、s3和s4供给到导电荷反转电路130。
电荷反转电路130具有：2个电容器131-1和电容器131-2；以及控制2个电容器131-1和电容器131-2的连接的8个开关132-1～132-8。电荷反转电路130在两端具有端子a和端子b。在ct/dt混合电路100中，电荷反转电路130的端子a或端子b的其中一个连接到ta110的输出端子t-taout，另一个被接地gnd。在以下，说明电荷反转电路130的端子a连接到ta110的输出端子t-taout的一例子。
电容器131-1具有端子x1和端子y1，电容器131-2具有端子x2和端子y2。电容器131-1和131-2彼此并排地设置。电容器131-1和131-2的电容值分别为cr。
开关132-1通过控制信号s1控制端子x1和端子a的连接，在“高电平”期间中连接，在“低电平”期间中断开。开关132-2通过控制信号s1控制端子y1和端子b的连接，在“高电平”期间中连接，在“低电平”期间中断开。开关132-3通过控制信号s2控制端子x2和端子a的连接，在“高电平”期间中连接，在“低电平”期间中断开。开关132-4通过控制信号s2控制端子y2和端子b的连接，在“高电平”期间中连接，在“低电平”期间中断开。开关132-5通过控制信号s3控制端子x1和端子b的连接，在“高电平”期间中连接，在“低电平”期间中断开。开关132-6通过控制信号s3控制端子y1和端子a的连接，在“高电平”期间中连接，在“低电平”期间中断开。开关132-7通过控制信号s4控制端子x2和端子b的连接，在“高电平”期间中连接，在“低电平”期间中断开。开关132-8通过控制信号s4控制端子y2和端子a的连接，在“高电平”期间中连接，在“低电平”期间中断开。
<ct/dt混合电路的动作>
接着，说明ct/dt混合电路100中的动作。
ct/dt混合电路100对每个间隔ts反复进行电荷共享，生成样本值。ct/dt混合电路100平行地进行以下两种动作。
(动作1-a)ta110将输入电压信号vin转换为电流的电荷，即，将输出到ta110的输出端子t-taout的电荷(以下，记载为输入电荷)累积在电容器120及电容器131-1、131-2中。
(动作1-b)电容器120、电容器131-1或电容器120、电容器131-2进行电荷共享。
再者，在电荷共享中，电荷反转电路130通过使保持的2ts时间前的电荷的极性反转而进行电荷共享。
电荷反转电路130基于图7所示的控制信号s1～s4，通过开关132-1～132-8的控制(导通和截止)，在1周期(1tck)内进行以下4个动作，对每个周期tck反复进行。
第1动作：在控制信号s1为“高电平”的期间中，电容器131-1的端子x1连接到端子a，端子y1连接到端子b(以下，记载为“电容器131-1的正相连接”)。
第2动作：在控制信号s2为“高电平”的期间中，电容器131-2的端子x2连接到端子a，端子y2连接到端子b(以下，记载为“电容器131-2的正相连接”)。
第3的动作：在控制信号s3为“高电平”的期间中，电容器131-1的端子y1连接到端子a，端子x1连接到端子b(以下，记载为“电容器131-1的反相连接”)。
第4的动作：在控制信号s4为“高电平”的期间中，电容器131-2的端子y2连接到端子a，端子x2连接到端子b(以下，记载为“电容器131-2的反相连接”)。
即，对每个间隔ts进行以下4个动作：通过正相连接电容器131-1、反相连接电容器131-2而保持电荷共享的电荷的第1动作；通过正相连接电容器131-2、正相连接电容器131-1而保持电荷共享的电荷的第2动作；通过反相连接电容器131-1、正相连接电容器131-2而保持电荷共享的电荷的第3动作；以及通过反相连接电容器131-2、反相连接电容器131-1而保持电荷共享的电荷的第4动作。
电容器131-1和131-2通过将由正相连接(反相连接)而电荷共享的电荷反相连接(正相连接)，进行使保持的电荷的极性反转并连接的动作。
即，通过上述第1动作至第4的动作，电荷反转电路130使电容器131-1保持的电荷的极性反转并连接，每个ts期间交替反复进行将电容器131-2的连接开路而保持电荷的动作(第1动作及第3动作)，以及使电容器131-2保持的电荷的极性反转并连接，将电容器131-1的连接开路而保持电荷的动作(第2动作及第4动作)。
由此实现的电路的传递函数hcd为式(1)。
d＝1-kz-1+k′z-2
dc增益可以用式(2)描述。增益可以根据电压电流转换电路的跨导值gm、电容比k、k’、电容值、时钟频率进行控制。
实现平坦的特性的情况下的增益平坦的带宽为式(3)。
带宽由电容比和时钟频率确定。
<ct/dt混合电路的频率特性>
接着，说明ct/dt混合电路100的频率特性。图8a是表示ct/dt混合电路100的低频通过特性之中、相对电容比k的变更的频率特性的电路模拟的结果的图。图8b是表示ct/dt混合电路100的低频通过特性之中、相对时钟频率fck的变更的频率特性的电路模拟的结果的图。图8a及图8b的横轴表示频率，纵轴表示增益。此外，图8a及图8b表示将电容比k和时钟频率fck作为参数变化的ct/dt混合电路100的低频通过特性。
从图8a及图8b，ct/dt混合电路100是可通过宽带信号的电路，通过使电容比或时钟频率变化，可以调整通过频带的频带内偏差(电平差)和通过带宽。
ct/dt混合电路100也可以通过调整gm、ch、cr的值而调整增益，所以也可以作为可变增益放大器(vga)使用。也可以在ta110的输入或输出上连接放大器，使增益增加。
再者，ct/dt混合电路100通过将电容器120(电容值ch)、以及电容器131-1、131-2(电容值cr)设为可变电容器，特性的变更变得容易，对于通信环境(例如，周围温度或电源电压的变化)或电路元件的偏差的影响，可以自适应地变更特性。
作为可变电容器的结构，可列举所谓通过开关控制连接的电容器数的方法、通过电压控制对变容二极管电容施加的电压值，使电容值变化的方法。这些结构在以后的实施方式中也是同样的。
再者，作为输出端子t-vout的监视的方法，也可以使用将保持的电荷的移动抑制到最小限度的vcvs(voltage-controlledvoltagesource；电压控制电压源)那样的缓冲器或放大器连接进行监视的方法。
此外，ct/dt混合电路100也可以为省略了电容器120(电容值ch)的结构。
<ct/dt混合电路的安装方法>
图9中表示ct/dt混合电路100的cmos中的安装方法的一例子。图9所示的ct/dt混合电路100具有：ta110a；电容器120；开关150；时钟生成电路140a；以及输出缓冲器160。ta110a由反相器型的放大器构成。开关150是使用了nmos晶体管的结构。输出缓冲器160是使用了源极跟随器的结构。再者，开关150也可以成为使用了pmos晶体管的结构、使用了nmos和pmos的互补开关的结构(例如，参照非专利文献1)。
在图9中，在离散电路块151的开关150的输入上，连接8个开关偏压调整电路152，成为可以使时钟的dc电位和开关的偏压电位不同的结构。此外，开关偏压调整电路152的输入上连接反相器电路153。再者，反相器电路153的级数是任意的，反相器电路153也可以省略。
在图10a及图10b中，表示图9的时钟生成电路140a的结构的一例子。在图10a及图10b的时钟生成电路140a中，输入图11的相位90度偏移的4相的正弦波。
图10a是调整输入正弦波的偏压并输入到反相器和“与非”的结构，图10b是调整输入正弦波的偏压并输入到反相器的结构。它们都实现了与图7所示的占空为25％的时钟同样的功能。
图9中的时钟s1～s4的占空比可以根据图10的时钟的偏压vdc进行调整。另一方面，离散电路块内的nmos开关的栅极偏置电压可以通过图9的vsw进行控制，可以与占空比调整分离控制。
图12中表示使用了ct/dt混合电路100作为aeq/vga15的情况下的、无线接收装置(未图示)的控制流程。再者，在图12所示的控制流程中，对与图5共同的步骤附加相同的标号。
在图12中，在st301a及st305a中，根据电容比k和时钟频率fck进行在图5的st301及st305中进行的aeq/vga15的频率特性aeq-f的调整。
具体而言，在st301a中，无线接收装置1将ct/dt混合电路100的电容比k设定为“k1”，将时钟频率fck设定为“fl”。此外，在st305a中，无线接收装置1将ct/dt混合电路100的电容比k设定为“k2”，将时钟频率fck设定为“f2”。
再者，k1、f1的值是任意的。例如在使用的系统的从低频至高频整个信号频带输入了多个同一振幅的测试信号的情况下，在adc17的输入中，信号频带的频率特性为平坦即可。k2、f2只要是接受st304的频率特性估计的结果，在adc17的输入中信号频带的频率特性上，可以抑制电路或传播路径产生的频带内的偏差的增加的值即可。再者，k2和f2与k1和f1也可以分别是不同的值。
此外，在图12中，通过gm的调整进行在图5的st302中进行的aeq/vga15的增益调整。
再者，如在ieee802.11ay中使用的信道绑定那样，在根据状况进行带宽的变更的系统中，共享ct/dt混合电路100的带宽和adc17的参考时钟，根据带宽的变更，通过改变参考时钟的频率，可以变更aeq/vga15和adc17的带宽，所以可以简化结构，可以降低功耗。
(实施方式3)
在实施方式3中，说明通过出厂时的调整而补偿发送接收装置的频率特性的情况。
<发送接收装置的结构>
图13是表示本实施方式的发送接收装置2的结构的框图。再者，在图13所示的发送接收装置2中，对与图1所示的无线接收装置1共同的部分附加与图3相同的标号并省略说明。
图13所示的发送接收装置2具有接收单元3、发送单元4、以及aeq/vga控制单元5。接收单元3包括：接收天线11；lna12；本地信号发生器13；mix14；aeq/vga15；hpf16；adc17；dsp18；以及增益控制单元19。发送单元4包括：dsp31；dac(digitalanalogconverter：数字/模拟转换器)32；hpf33；aeq/vga34；本地信号发生器35；mix36；pa(poweramplifer：功率放大器)37；发送天线38；以及检测电路39。
dsp31将发送数据根据规定的调制方式通过数字信号处理而进行调制，输出到dac32。此外，dsp31将几个频率的测试信号输出到aeq/vga控制单元5。
dac32基于从aeq/vga控制单元5输出的比特数码，将从dsp31输出的数字的发送信号转换为模拟的发送信号，输出到hsp33。
hpf33设定截止频率，将从dac32输出的发送信号之中、低于截止频率的频带的发送信号截止，并输出到aeq/vga34。
aeq/vga34基于从aeq/vga控制单元5输出的频率特性码，进行校正从hpf33输出的发送信号的频率特性的模拟均衡处理，将发送信号的波形整形。aeq/vga34将进行了放大处理和模拟均衡处理的接收信号输出到mix36。
本地信号发生器35产生用于mix36中的上变频的本地信号并供给到mix36。
mix36将从aeq/vga34输出的基带的发送信号使用从本地信号发生器35供给的本地信号进行上变频，生成毫米波的发送信号，输出到pa37。
pa37将从mix36输出的毫米波的发送信号放大并输出到发送天线38。
发送天线38将从pa37输出的毫米波的发送信号无线发送。再者，发送天线38也可以由多个天线元件构成。
检测电路39检测pa37输出的增益和频率特性。例如，检测电路39可以为使用耦合器在整个信号频带使pa37的输出信号为0.1倍的结构，也可以是如平方检波电路那样检测振幅的电路。在使用检测振幅的电路的情况下，检测电路39使用多频率的测试信号检测pa37的频率特性。检测电路39将检测出的增益和频率特性输出到adc17。
再者，在图13中，发送接收装置2包括接收天线11及发送天线38，但本实施方式不限于此，如图14所示，发送接收装置2也可以为不包含接收天线11及发送天线38的结构，使用外部的天线。
<出厂前的检查时的处理>
在本实施方式中，例如，在出厂前的探测器检查中，发送接收装置2进行以下的处理。
发送单元4的dsp31将几个频率的测试信号输出到aeq/vga控制单元5。
每当输出测试信号时，从检测电路39输出的信号被adc17转换为数字信号，输入到aeq/vga控制单元5。aeq/vga控制单元5从输入值对发送单元4的频率特性进行估计，将表示与其为相反特性的频率特性的频率特性码输出到aeq/vga34。
接着，在图13中，如虚线所示，从发送单元4的dsp31输出的测试信号从发送单元4的pa37被输入到接收单元3的lna12，最终被输入到接收单元3的dsp18。此时，作为输入到接收单元3的信号，可以使用从pa37向lna12的泄漏信号，也可以通过探测和切换而有意地准备从pa37至lna12的信号路径。接收单元3的dsp18将接收结果输出到aeq/vga控制单元5。aeq/vga控制单元5从接收到的数据对接收单元3的频率特性进行估计，将表示与其为相反特性的频率特性的频率特性码输出到aeq/vga15。
aeq/vga控制单元5将接收单元3的发送单元4和频率特性的设定值写入内部的电子熔丝(efuse)5a。
再者，发送单元4也可以进行iq间、差动间的aeq/vga34的增益调整，进行载波泄漏、图像泄漏的调整。
再者，在本实施方式中，表示了还在发送单元4的测试中使用接收单元3的adc的结构，但在测试中降低adc17的比特数就可以，或也可以另外准备测试用的adc17。
再者，在估计值的相反特性以外，频率特性估计后的aeq/vga15、34的频率特性和增益的设定值只要是抑制估计值的频率特性的变动的值即可。
此外，在图13、图14中，增益控制单元19连接到接收单元3的aeq/vga15、adc17，但也可以连接到接收单元3的hpf16和发送单元2的aeq/vga34及hpf33，进行aeq/vga34的增益控制、hpf16的截止频率的控制。再者，也可以将增益控制单元19和aeq/vga控制单元5集中设为1个。此外，配置aeq/vga15、34和hpf16、33的部位及个数也可以与实施方式1同样地构成。
以上，一边参照附图一边说明了各种实施方式，但不言而喻，本发明不限定于这样的例子。只要是本领域技术人员，在本发明请求项所记载的范畴内，显然可设想各种变更例或修正例，并认可它们当然属于本发明的技术范围。
例如，在上述各实施方式中，说明了以模拟均衡器补偿在毫米波通信中使用的装置的频率特性的情况，但本发明不限于此，在蜂窝通信中研究的noma(non-orthogonalmultipleaccess；非正交多址)中adc17的比特数的切换中，也可以得到功耗削减效果。以下，说明这方面。
蜂窝通信的终端为了识别作为靠近基站的终端接收的信号和作为远离基站的终端接收的信号两者，在adc17中，使用更多的比特数。
这里，在终端是远离基站的终端的情况下，对靠近基站的其他终端的信号，对于发往远离基站的终端即本终端的信号来说足够小，所以adc17可以省略识别对靠近基站的其他终端的信号。为此，配合识别发往远离基站的终端即本终端的信号，可以降低比特数。
根据从基站至终端的距离，通过区分使用adc17的比特数而可以抑制不必要的功耗。作为终端获知距基站的距离的手段的一例子，可列举基站对终端传送位置信息。
此外，在靠近基站的终端与用于向本终端的信号的解调的接收期间不同，例如设置了将向距基站远的终端发送的信号作为干扰波进行解调以便消除的期间的情况下，在该干扰波的解调的期间中，通过抑制adc17的比特数，可以降低靠近基站的终端的功耗。
(实施方式4)
本实施方式说明有关图1、图2、图3所示的无线接收装置1用于根据ieee802.11ay进行动作的起动过程。
图15a表示ieee802.11ay的帧格式。
在ieee802.11ay中，在第一训练字段(第1stf)201a、第一信道估计字段(第1cef)202a、phy信头203a的期间中，接收装置以单信道进行接收，在第二训练字段(第2sft)201b、第二信道估计字段(第2cef)202b、有效载荷(数据)204a的期间中，无线接收装置1以信道绑定进行接收。
图15b表示单信道时的调制波频谱的图像。图15c表示信道绑定时的调制波频谱的图像。
接收装置在信道绑定时连接多个信道而接收作为1个宽带的调制波信号。
再者，图15a表示ieee802.11ay中的2信道绑定的情况下的帧结构。再者，在3信道绑定或4信道绑定中，有作为单信道接收的信道数为1、2、3、4的其中一个，作为信道绑定接收的被信道绑定的信道数为3或4的不同，而作为接收装置的结构、控制流程，与2信道绑定是相同的，所以省略这里的说明。
<控制流程>
图16a是表示接收到图15a所示的帧格式200a的图1至图3所示的无线接收装置1产生的、无线接收装置1的增益调整、频率特性及比特数的控制的流程图。
图16b表示对帧格式200a的adc的设定值。通过尽可能增长采样频率为fs-l、比特数为l(比h低的比特)的区间，进行adc的低功耗化。
(单信道的接收)
首先，作为st301b，在使用了毫米波频带的通信中，由于agc期间(201a、201b)较短，所以期望agc的收敛时间为600纳秒左右。因此，hpf16的截止频率fc被设定为几百mhz。因此，无线接收装置1在agc期间的开始时(第一训练字段201a的开始时或接收以前)，将hpf16的截止频率hfp-fc设定为第1截止频率值“fc-h”。
在帧格式200a的前半部分中，为单信道的接收，所以将adc17的采样频率设定为对单信道的解调适用的值fs-l。此外，对预先通过控制分组掌握的、在帧格式200a的前半部分使用的信道匹配本地信号发生器13的频率(f1或f2)。
此外，无线接收装置1将从aeq/vga15输出的信号的频率特性aeq-f设定为在信号频带中成为平坦的值“a”，将adc17的比特数adc-res设定为第1比特数“l1”。
此外，无线接收装置1将aeq/vga15的增益aeq-g设定为标准值“ave”。
这里，“fc-h”是agc的收敛时间为600纳秒左右的截止频率，“l1”比信道(频率特性的)估计所有求的比特数低，但对进行agc是充分的比特数。
接着，在st302b中，在接收到第一训练字段201a的情况下，增益控制单元19进行aeq/vga15的增益调整。例如，增益控制单元19根据从adc17输出的接收信号的电平是否超过阈值，反复进行调整aeq/vga15的增益aeq-g的设定。增益控制单元19首先进行利用二进制搜索的粗调整，接着进行利用线性搜索的微调整。
接着，在st303b中，在aeq/vga15的增益aeq-g的调整完成后(增益调整值)，增益控制单元19为了避免数据解调时的通信质量的劣化，将hpf16的截止频率hfp-fc设定为第2截止频率值“fc-l”。接收信号的振幅伴随该hpf16的截止频率的变更而变化，所以增益控制单元19对aeq/vga15的增益aeq-g进行校正(第1增益校正值)，以消除该振幅的变化。
由此，可以防止接收信号的差错率的上升。再者，该第1增益校正值被预先估计。此外，增益控制单元19为了高精度地进行无线电路和传播路径的频率特性的估计，将adc17的比特数adc-res设定为第2比特数“h1”。这里，“fc-l”是hpf造成的接收信号的解调精度的劣化被抑制到能够容许程度的截止频率，第2比特数“h1”是对单信道的信道(频率特性的)估计充分的比特数。
接着，在st304b中，在st303b的设定状态下，在接收到第一信道估计字段202a的情况下，dsp18基于从adc17输出的接收信号，对无线电路和传播路径的频率特性(ch1或ch2)进行估计。
接着，在st305b中，aeq/vga控制单元20将aeq/vga15的频率特性aeq-f设定为“b”，以成为dsp18的估计值的相反特性。此时，接收信号的振幅伴随频率特性的变更而变化，所以aeq/vga控制单元20对aeq/vga15的增益aeq-g进行校正(第2增益校正值)，以消除该振幅的变化。
由此，可以在接收信号被输入到adc17之前降低无线电路和传播路径产生的频率特性产生的信号频带内的增益偏差，所以adc17要求的比特数降低。
为此，aeq/vga控制单元20将adc17的比特数adc-res设定为第3比特数“l2”(st305)。这里，“l2”是对解调充分的比特数，是比频率特性估计时的“h1”小的值。st301b的“l1”和st305b的“l2”也可以为相同值。phy信头较短，所以在203a中也可以设为adc-res＝h1。
接着，在st306b中，在st305b的设定状态下，无线接收装置1进行phy信头203a的接收(解调)。
(信道绑定的接收)
接着，在st307b中，在帧格式200a的后半部分为信道绑定的接收(第二训练字段201b的接收)，所以将adc17的采样频率adc-fs变更为能够对应于要使用的信道数的值“fs-h”。对信道绑定信号的中心((f1+f2)/2)，匹配本地信号发生器13的频率。
此外，无线接收装置1将从aeq/vga15输出的信号的频率特性aeq-f设定为在信号频带中成为平坦的值“a”。
在这种状态下，增益控制单元19进行aeq/vga15的增益校正(第3增益校正值)。增益控制单元19首先使用事前准备的表的校正值进行粗调整，接着进行利用线性搜索的微调整。
这里，表的校正值是事前准备的校正值，是对单信道和信道绑定中的振幅之差进行校正的校正值，例如，在2信道绑定中，振幅大约为2倍，所以大约接近1/2的值记载于表中。再者，在st307b中也可以将adc17的比特数设为适合训练的另外的值l2’。
接着，在st308b中，在st307b的设定状态下，增益控制单元19高精度地进行信道绑定中的无线电路和传播路径的频率特性的估计，所以将adc17的比特数adc-res设定为第4比特数“h2”。在这种状态下，在接收到第二信道估计字段202b的情况下，dsp18基于从adc17输出的接收信号，对信道绑定中的无线电路和传播路径频率特性进行估计。
接着，在st309b中，aeq/vga控制单元20将aeq/vga15的频率特性aeq-f设定为“c”，以成为dsp18的估计值的相反特性。此时，接收信号的振幅伴随频率特性的变更而变化，所以aeq/vga控制单元20对aeq/vga15的增益aeq-g进行校正(第4增益校正值)，以消除该振幅的变化。
由此，可以在接收信号被输入到adc17之前降低信道绑定时的无线电路和传播路径产生的频率特性产生的信号频带内的增益偏差，所以对adc17要求的比特数降低。
为此，aeq/vga控制单元20将adc17的比特数adc-res设定为第5比特数“l2”。这里，“l3”是对信道绑定信号的解调充分的比特数，是比频率特性估计时的“h2”小的值。
这里，st301b的“l1”、st305b的“l2”和st309b的“l3”也可以是相同值。此外，st303b的“h1”和st307b的“h2”也可以是相同值。
接着，在st310b中，无线接收装置1进行有效载荷204a的接收(解调)。
再者，在图16中，即使在增益aeq-g的校正、截止频率hpf-fc的设定、aeq/vga15的频率特性aeq-f的设定、比特数adc-res的设定被记载为在同一步骤中进行的情况下，这些处理也不限于同时地(并行地)进行，而可以顺序地(串行地)进行。
<效果>
如以上，在本实施方式中，进行对应于伴随截止频率的变更的振幅的变化的增益校正，而且进行对应于无线电路和传播路径产生的频率特性的变化的频率特性的校正。由此，可以在接收信号被输入到adc17之前降低无线电路和传播路径产生的频率特性，所以可以降低adc17中使用的比特数。而且，根据要接收的调制波的带宽，通过变更adc的采样率，可以降低adc17的功耗。
(实施方式5)
本实施方式5说明有关图1、图2、图3所示的无线接收装置1用于根据ieee802.11ay进行动作的起动过程。
相对于实施方式4，本实施方式5的控制流程不同，所以以下说明与实施方式4不同的方面。
图17b表示对帧格式200a的adc的设定值。通过尽可能增长比特数为l(比h低的比特)的区间，进行adc的低功耗化。
相对于实施方式4，成为采样频率高的期间增长，但可以降低比特数的区间增长的方法。
<控制流程>
图17a是表示接收到帧格式200a的无线接收装置1产生的、无线接收装置1的增益调整、频率特性及比特数的控制的流程图。再者，对与图16a相同的动作附加相同标号，省略这里的说明。
(单信道的接收)
首先，在st301c中，与其他实施方式同样，无线接收装置1在agc期间的开始时(201a的开始时或201a的接收以前)，hpf16的截止频率hfp-fc设定为第1截止频率值“fc-h”。
此外，在帧格式200a的前半部分中，为单信道的接收，但在图17a的流程图中，为了将在低比特中的动作时间增长，将adc17的采样频率设定为信道绑定的解调要求的值fs-h，在单信道接收时也接收2信道的单信道信号，在帧格式的前半部分能够掌握ch1和ch2两者的频率特性。此外，对信道绑定信号的中心((f1+f2)/2)匹配本地信号发生器13的频率。
此外，无线接收装置1将从aeq/vga15输出的信号的频率特性aeq-f设定为在信号频带中为平坦的值“a”，将adc17的比特数adc-res设定为第1比特数“l1”。
此外，无线接收装置1将aeq/vga15的增益aeq-g设定为标准值“ave”。
再者，从st302b至步骤st306b与图16a是相同的动作，所以省略这里的说明。但是，st304b中的无线电路和传播路径的频率特性的估计是对信道绑定的频带(ch1+ch2)的估计。此外，st305b中的aeq的频率特性b是对信道绑定的频带(ch1+ch2)的频率特性进行校正的频率特性。
(信道绑定的接收)
接着，在st302c中，在帧格式的后半部分成为信道绑定的接收。
在第二训练字段201b的接收时从单信道扩宽信道绑定带宽。
而且，aeq/vga控制单元20将aeq/vga15的频率特性设定为“c”，以成为dsp18的估计值的相反特性(ch1+ch2)。
此时，由于接收信号的振幅伴随带宽和频率特性的变更而变化，所以aeq/vga控制单元20对aeq/vga15的增益aeq-g进行校正(第3增益校正值)，以消除该振幅的变化。
增益控制单元19首先使用事前准备的表的校正值进行粗调整，接着进行利用线性搜索的微调整。
这里，表的校正值是事前准备的，是校正单信道和信道绑定中的振幅之差和基于aeq的频率特性的增益差的校正值。
此外，将adc17的比特数adc-res设定为信道绑定信号的信道估计(相对aeq校正后的结果)和解调上需要的比特数，即第4比特数“l3”。
再者，在st303c中，在st302c中设定的状态下，在接收到第二信道估计字段202b的情况下，dsp18基于从adc17输出的接收信号，对信道绑定中的无线电路和传播路径的频率特性进行估计。
再者，在图17中，省略图16的步骤st309b，转移到步骤st310b，无线接收装置1进行有效载荷206a的接收(解调)。
再者，也可以使用第二信道估计的结果进行模拟均衡器产生的频率特性的校正，在有效载荷单元中变更为比l3低的第5比特数l4。
<效果>
如以上，在本实施方式中，进行与伴随截止频率的变更的振幅的变化对应的增益校正，还进行与无线电路和传播路径产生的频率特性的变化对应的频率特性的校正。由此，可以在接收信号被输入到adc17之前降低无线电路和传播路径产生的频率特性，所以可以降低在adc17中使用的比特数，降低adc17的功耗。
(实施方式6)
本实施方式6说明有关图1、图2、图3所示的无线接收装置1用于根据ieee802.11ay进行动作的起动过程。相对于实施方式4，实施方式6的控制流程不同，所以以下说明与实施方式4不同的方面。
图18b表示对帧格式200a的adc的设定值。通过尽可能增长采样频率为fs-l、比特数为l(比h低的比特)的区间，进行adc的低功耗化。
相对于实施方式4，是接收机的本地频率的变更增多，但可以降低比特数的区间增长的方法。
<控制流程>
图18a是表示接收到帧格式200a的无线接收装置1进行的、无线接收装置1的增益调整、频率特性及比特数的控制的流程图。再者，对与图16相同的动作附加相同的标号，省略这里的说明。
(单信道的接收)
首先，步骤st301d中，在帧格式200a的前半部分中，由于为单信道的接收，所以将adc17的采样频率设定为适用于单信道的解调的值fs-l。此外，对预先通过控制分组掌握的、在帧格式200a的前半部分要使用的信道之中的一个匹配本地信号发生器13的频率(f1)。
此外，无线接收装置1将从aeq/vga15输出的信号的频率特性aeq-f设定为在信号频带中为平坦的值“a”，将adc17的比特数adc-res设定为第1比特数“l1”。
此外，无线接收装置1将aeq/vga15的增益aeq-g设定为标准值“ave”。
再者，从之后的步骤st302b至st303b，与图16是相同的动作，所以省略这里的说明。
接着，在步骤st302d中，在步骤st303b的设定状态(flo＝f1)下，接收到第一信道估计字段202a的情况下，dsp18基于从adc17输出的接收信号，对无线电路和传播路径的频率特性(ch1)进行估计。
接着，在步骤st303d中，将本地信号发生器13的频率与另一方的单信道匹配(flo＝f2)。dsp18基于从adc17输出的接收信号，对无线电路和传播路径的频率特性(ch2)进行估计。
此时，在预想为ch1和ch2的信号的振幅差较大的电路或信道中，在变更了本地信号发生器13的频率后，例如，也可以以线性搜索进行接收电路的增益调整。
此外，在预想为ch1和ch2的信号的振幅差较大的情况下，也可以在ch1和ch2两者进行st302b和st303b的增益调整。即，在预想为ch1和ch2的信号的振幅差较大的情况下，也可以改变本地频率而顺序地进行在第一训练字段中ch1、ch2各自的增益调整，在表中保持增益设定，使用保持的增益设定，以根据表的值的增益设定而顺序地进行在第一信道估计字段中ch1、ch2各自的信道估计。再者，在增益设定后，将ch1、ch2任何一个的phy信头解调。
再者，之后的步骤st305b、st307b的动作与图16是相同的，所以省略这里的说明。
(信道绑定的接收)
接着，在步骤st304d中，在帧格式200a的后半部分变为信道绑定的接收(第二训练字段201b的接收)，所以将adc17的采样频率adc-fs变更为能够对应于要使用的信道数的值“fs-h”。在信道绑定信号的中心((f1+f2)/2)，匹配本地信号发生器13的频率。
此外，将adc17的比特数adc-res设定为信道绑定信号的信道估计(对aeq校正后的结果)和解调上需要的比特数、即第4比特数“l3”。
在这种状态下，增益控制单元19进行aeq/vga15的增益校正(第3增益校正值)。增益控制单元19首先使用事前准备的表的校正值进行粗调整，接着进行基于线性搜索的微调整。
之后，进行与图16的st308b、st310b相同的动作。这里，使用第二信道估计的结果进行基于模拟均衡器的频率特性的校正，在有效载荷单元中变更为比l3低的第5比特数l4。
<效果>
如以上，在本实施方式中，进行与伴随截止频率的变更的振幅的变化对应的增益校正，还进行与无线电路和传播路径产生的频率特性的变化对应的频率特性的校正。由此，可以在接收信号被输入到adc17之前降低无线电路和传播路径产生的频率特性，所以可以降低在adc17中使用的比特数。而且，根据要接收的调制波的带宽，通过变更adc的采样率，可以降低adc17的功耗。
再者，在实施方式4、5、6中，估计了频率特性之后的aeq/vga15的频率特性和增益的设定值不限于估计值本身的相反特性，只要是抑制估计值的频率特性的变动的值即可。
此外，在实施方式4、5、6中，说明了在agc期间中，将adc17的比特数设定为比第2比特数“h”低的第1比特数“l1”的情况，但在本发明中，为了检测基于模式匹配的噪声电平(level)以下的信号，也可以将agc期间中的adc17的比特数设定为比第1比特数高的第2比特数“h1”。
此外，在实施方式4、5、6中，关于adc17，说明了将adc17作为一个来切换使用adc17的比特数的结构，但在本发明中，也可以准备比特数不同的多个adc17，根据要求的比特数切换使用的adc17。
此外，在实施方式4、5、6中，无线接收装置1的增益调整也可以包含lan增益、混频器增益、本地振幅的调整。
此外，在实施方式4、5、6中，作为如图12那样的aeq，也可以使用图6的ct/dt混合电路。这种情况下，可以根据时钟频率和电容比改变频率特性校正量和带宽，适用于微细cmos中的安装。也可在aeq和adc中使时钟频率联动，控制变得容易。
再者，在所有的实施方式中，使用基于aeq的频率特性校正前的信道估计结果解调基于aeq的频率特性校正后的接收信号的解调电路dsp18，通过基于aeq的频率特性校正，预先测量产生的频率特性的变化，在实际的解调中，考虑变化量来处理。
(其他实施方式)
上述实施方式中，通过使用硬件构成的例子说明了本发明，但在与硬件的协同中即使用软件也可实现本发明。
此外，用于上述实施方式的说明中的各功能块由集成电路即lsi来实现。集成电路控制上述实施方式的说明中使用的各功能块，也可以包括输入和输出。这些集成电路既可以被单独地集成为单芯片，也可以包含一部分或全部被集成为单芯片。这里，虽设为了lsi，但根据集成程度的不同，有时也被称为ic、系统lsi、超大lsi(superlsi)、特大lsi(ultralsi)。
此外，集成电路的方法不限于lsi，也可以用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在lsi制造后编程的fpga(fieldprogrammablegatearray：现场可编程门阵列)，或者使用可重构lsi内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器(reconfigurableprocessor)。
而且，随着半导体技术的进步或随之派生的其它技术，如果出现能够替代lsi的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。
本发明的无线接收装置包括：变频电路，将具有增益调整期间、信道估计期间及信号接收期间的无线频率的接收信号变频并输出基带的接收信号；1个以上的频率特性校正电路，基于增益码放大所述基带的接收信号，基于频率特性码校正所述基带的接收信号的频率特性；1个以上的滤波器电路，基于截止频率码，截止所述基带的接收信号之中、低于截止频率的频带的接收信号；模拟/数字转换电路，根据基于比特数码的比特数，将所述频率特性的校正及所述频带截止的信号量化并生成数字接收信号；数字信号处理电路，将所述数字接收信号解调，估计频率特性；以及控制单元，根据所述增益调整期间、所述信道估计期间及所述信号接收期间，设定所述频率特性码、所述增益码、所述截止频率码及所述比特数码。
此外，本发明的无线接收装置，所述控制单元在所述增益调整期间中，将所述增益码设定为初始值，将所述频率特性码设定为第1频率特性值，将所述截止频率设定为比所述信号接收期间中的第2截止频率高的第1截止频率，将所述比特数设定为比所述信号接收期间中的第2比特数多的第1比特数。
此外，本发明的无线接收装置，所述控制单元在所述增益调整期间后，将所述截止频率设定为比所述第1截止频率低的所述第2截止频率，将所述比特数设定为比所述第1比特数多的所述第2比特数，将所述增益码设定为第1增益校正值，所述第1增益校正值，对于因所述增益调整而调整的增益调整值，校正因所述第2截止频率而变化的所述基带的接收信号的振幅。
此外，本发明的无线接收装置，所述控制单元基于在所述信道估计期间中估计出的增益校正后的基带的接收信号的频率特性，将所述频率特性码设定为第2频率特性值，将所述比特数设定为比所述第2比特数少的所述第1比特数，将所述增益码设定为第2增益校正值，所述第2增益校正值校正因所述第2频率特性值而变化的所述基带的接收信号的振幅。
此外，本发明的无线接收装置，使用ct(continuoustime)/dt(discretetime)混合电路，作为所述频率特性校正电路。
此外，本发明的发送接收装置，其为包括发送装置、接收装置和控制单元的发送接收装置，所述接收装置包括：接收侧变频电路，将具有增益调整期间、信道估计期间及信号接收期间的无线频率的接收信号变频并输出基带的接收信号；1个以上的接收侧频率特性校正电路，基于增益码放大所述基带的接收信号，基于频率特性码校正所述基带的接收信号的频率特性；1个以上的接收侧滤波器电路，基于截止频率码，截止所述基带的接收信号之中、低于截止频率的频带的信号；模拟/数字转换电路，根据基于比特数码的比特数，将所述频率特性的校正及所述频带截止的信号量化并生成数字接收信号；以及接收侧数字信号处理电路，将所述数字接收信号解调，估计频率特性，所述发送装置包括：发送侧数字信号处理电路，将发送数据通过数字信号处理进行调制并生成数字发送信号；数字/模拟转换电路，根据基于比特数码的比特数，转换所述数字发送信号并生成模拟发送信号；1个以上的发送侧滤波器电路，截止所述模拟发送信号之中、低于截止频率的频带的信号；1个以上的发送侧频率特性校正电路，基于增益码放大所述模拟发送信号，基于频率特性码校正所述模拟发送信号的频率特性；以及发送侧变频电路，将所述模拟发送信号变频并将无线频率的发送信号放大输出，所述控制单元根据所述增益调整期间、所述信道估计期间及所述信号接收期间，设定所述频率特性码、所述增益码、所述截止频率码及所述比特数码。
此外，本发明的发送接收装置，所述发送装置还包括：检测电路，检测从所述第2变频电路输出的测试信号的增益和频率特性，每当输出的所述测试信号时，所述模拟/数字转换电路将从所述检测电路输出的信号转换为数字信号并输出到所述控制单元，所述控制单元还基于从所述模拟/数字转换电路输入的信号，估计所述发送装置的频率特性。
工业实用性
本发明的一方式，适用于需要几ghz～几十ghz的采样率的模拟/数字转换器的宽带通信用的无线接收装置及发送接收装置。
标号说明
1无线接收装置
2发送接收装置
3接收单元
4发送单元
5aeq/vga控制单元
11接收天线
12lna
13、35本地信号发生器
14、36mix
15、34aeq/vga
16、33hpf
17adc
18、31dsp
19增益控制单元
20aeq/vga控制单元
32dac
37pa
38发送天线
39检测电路
100ct/dt混合电路