多径信道下的LoRa调制信号解调方法与流程

文档序号:17817044发布日期:2019-06-05 21:51
多径信道下的LoRa调制信号解调方法与流程

本发明属于通信技术领域,具体涉及一种LoRa调制信号的解调方法,可用于多径信道的情况下在接收端对LoRa调制信号的处理。



背景技术:

随着互联网用户从人到物的发展,物联网IoT引起了人们极大的兴趣。物联网使得我们周围的物体之间互相连接,同时可以向互联网进行消息的发送和接收。为了满足物联网应用的各种需求,低功耗广域LPWAN提供了新颖的通信范例。LPWAN技术包括了超窄带技术SigFox,远程技术LoRa等,这些技术的提出满足了物联网从几公里到几十公里的广域连接,实现了低数据速率,低功耗和低吞吐量的应用。在最近提出的并且占主导地位的LPWAN技术中,半导体制造商Semtech已经引入了其远程LoRaTM产品系列的先进扩频技术的广泛应用。与在伪随机码上调制消息信号的直接序列扩频DSSS不同,LoRa使用具有频率随时间增加up-chirp或减小down-chirp的扫频信号来编码消息信号,可以看出LoRa技术本质上就是chirp扩频调制的一种衍生。

Chirp扩频调制技术CSS既不采用伪随机码作为扩频码,也没有跳频图样,而是利用chirp信号的匹配滤波和脉冲压缩特性来实现扩频通信。在无线通信领域,chirp扩频调制技术仍然是一种新型的技术,虽然已经被列为IEEE 802.15.4的物理标准之一,但却仍然有许多不足之处。例如,如果不结合其他调制技术而单独使用chirp扩频技术进行信息传输一般链路容量都比较低,数据传输速率的提高要依靠缩短chirp信号持续时间,或者采用交叠技术来实现,然而无论是缩短chirp信号的持续时间还是对信号进行交叠都会提高系统的复杂度以及功耗。

在LoRa调制系统中,对于信号的解调一般采用传统直接解调的方式,如图6所示,即对接收信号进行与原down-chirp的点乘,然后进行快速傅里叶变换FFT,最后进行最大值的判定。该直接解调方式在单径的信道下会获得较好的解调性能,但是信道为多径的情况下,系统的解调性能就会出现急剧下降,即误比特性能将会下降,导致系统的可靠性降低。



技术实现要素:

本发明的目的在于针对上述技术的不足,提出一种多径信道下的LoRa调制信号解调方法,以提高接收端的误比特性能,从而提高系统的可靠性。

为实现上述目的,本发明的技术方案如下:

(1)将经过下采样之后的前导信号和原down-chirp信号进行对应的点乘,再依次进行FFT和求绝对值,得到直接解调之后长度为2SF的前导信号A,其中SF为扩频因子;

(2)对直接解调之后的前导信号进行截取和数据重置,得到新的前导信号B:

(2a)寻找直接解调之后的前导信号A最大值,保留最大值左右M个点,截取到长为(2M+1)个点的前导信号C,M的大小根据信道的情况取值,其取值范围为1到2SF-1-1;

(2b)将截取之后前导信号C每一个点的值与最大值的进行比较:当某一点的值大于最大值的时,则该点的值保持不变,当某一点的值小于最大值的时,则将该点的值重置为0,得到新的前导信号B,其中P的大小根据信道的情况取值,

(3)将经过下采样之后的载荷信号中的每一个符号与原down-chirp信号进行对应点乘,再依次进行FFT和对每一个符号取绝对值,得到直接解调之后的载荷信号D;

(4)将直接解调之后的载荷信号D中的每一个符号和新的前导信号B进行匹配滤波运算,得到新的载荷信号E;

(5)在新的载荷信号E中寻找每一个符号最大值所对应的位置,依次对其进行十进制到二进制的转换和格雷逆映射,得到调制信息比特。

本发明与现有技术相比,具有以下优点:

1.提升系统的可靠性

本发明中,在接收端通过前导信号与载荷信号的匹配滤波运算,充分利用了前导信号中包含的信道信息,从而减少了信道的影响;同时由于在获得前导信号的过程中,通过对前导信号的截取和数据重置,减少了噪声的引入;相比在传统的直接解调方法中,直接对接收到的载荷信号进行解调,本发明受到信道和噪声的影响更少,获得的解调性能更高,从而可提高LoRa调制信号解调系统的可靠性。

2.误比特性能好

实验证明在信道设置为固定两条径,SF=7的条件下,误码率在10-3处本发明的性能相比传统的直接解调方法有1.5dB的提升,与加性高斯白噪信道下的性能相比只有0.5dB的差距。

附图说明

图1是本发明中使用的LoRa信号频率调制图;

图2是本发明中使用的LoRa信号调制图;

图3是本发明的实现框图;

图4是本发明中解调时前导信号和载荷信号的实现流程图;

图5是本发明中在解调时对前导信号截取和数据重置的实现原理图;

图6是用传统解调方法对LoRa信号解调的原理图;

图7是用本发明、传统直接解调方法和在采用匹配滤波情况下,对前导信号未截取和截取未置零这四种方法,在SF=7,信道为固定两条径下的误比特性能对比图;

图8是用本发明、传统直接解调方法和在采用匹配滤波情况下,对前导信号未截取和截取未置零这四种方法,在SF=8,信道为固定两条径下的误比特性能对比图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例,对本发明的目的、技术方案和优点进行详细描述。显然,基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护的范围。

本发明是关于LoRa信号的一种解调方法,LoRa信号是用up-chirp或者down-chirp扫频信号来编码信号信息。

参照图1,所述LoRa信号的频率调制,包括未调制LoRa信号,即up-chirp信号的频率曲线线1,调制后LoRa信号的频率曲线线2。

参照图2,所述LoRa信号调制,包括未调制LoRa信号图a,调制后LoRa信号图b。

目前大部分关于LoRa调制信号解调采用的都是传统直接解调方法,这种方法在单径信道下,可以获得较好的性能,但在多径信道下,误比特性能会有明显的下降,系统的可靠性变差。本发明正是解决在多径信道下的LoRa调制信号的解调问题。

参见图3,本发明的实现步骤如下:

步骤1,获取前导信号和载荷信号。

分别对接收信号、未调制LoRa信号即原up-chirp和原down-chirp进行下采样;

根据接收端已知的前导信号和载荷信号的符号数,对下采样后的接收信号进行分割,得到前导信号F和载荷信号P1。

步骤2,获取新的前导信号B和载荷信号D。

参照图4,本步骤的具体实现如下:

(2a)获取新的前导信号B:

(2a1)将前导信号F和经过下采样之后的未调制LoRa信号即原down-chirp进行点乘,再依次进行FFT和求绝对值,得到长度为2SF的前导信号A;

(2a2)对长度为2SF的前导信号A进行截取:

参照图5,本步骤的实现为:保存最大值左右M个点,得到长度为(2M+1)个点的信号C,从直接解调后的前导信号A中找出最大值,并确定该最大值对应的位置的下标MAX,将MAX与M进行大小的比较:

当MAX≤M时,将前导信号A下标为2SF-(MAX-M)到下标为2SF这一段信号作为截取信号的前半段,将前导信号A下标为1到下标MAX+M这一段信号作为截取信号的后半段,前后两段构成前导信号C;

当MAX≥2SF-M时,将前导信号A下标为MAX-M到下标为2SF这一段信号作为截取信号的前半段,将前导信号A下标为1到下标MAX+M-2SF这一段信号作为截取信号的后半段,前后两段构成前导信号C;

当MAX不满足上述两种情况时,前导信号A下标为MAX-M到MAX+M这段信号构成前导信号C;

(2a3)对截取后的前导信号C进行重置:

将截取之后的前导信号C中的每一点的值与最大值的作大小比较,当某一点的值小于最大值的时,该点数据重置为0,当某点的值大于等于最大值的时,保持该点的值不变,得到新的前导信号B,其中P的大小根据信道的情况取值,

(2b)获取新的载荷信号D:

将经过下采样之后的载荷信号P1中的每一个符号与未调制LoRa信号即原down-chirp信号进行对应点乘,再依次对每一个符号进行FFT和取绝对值,得到直接解调之后的载荷信号D。

步骤3,获取新的载荷信号E。

将新的前导信号B和载荷信号D中的每一个符号进行匹配滤波,在保持载荷信号D中每一个符号固定的的情况下,将新的前导信号B与其进行逐点滑动点乘,当新的前导信号B与载荷信号D中每一符号的最后一个点重合时,将载荷信号D中每一个符号从起始点开始逐次搬移放置在最后一个点后面,直到新的前导信号B和载荷信号D的起始点再次重合时,终止操作,所得结果即为新的载荷信号E。

步骤4,获取调制信息比特。

(5a)在新的载荷信号E中找到每一个符号最大值所对应位置的下标max,计算max+M-MAX的值,将该计算结果与2SF作取余运算,以消除起始位置MAX-M的影响,得到新载荷信号E中每一个符号最大值的实际位置P;

(5b)用(5a)得到的P除以2,取其余数作为二进制格雷码最低位的系数d0,然后继续将商除以2,所得余数作为二进制格雷码次低位的系数d1,一直重复下去,直至商为0,得到二进制格雷码b;

(5c)保留二进制格雷码b的最高位作为自然二进制码的最高位,将自然二进制码的最高位与次高位格雷码相异或后的结果作为自然二进制码的次高位;

(5d)按照与(5c)相同的方法依次求出自然二进制码的其余位,得到调制信息比特。

以下结合仿真实验,对本发明的技术效果作进一步详细说明:

实验1,

1.1)实验条件:设SF=7即符号长度为128个点,采样频率Fs=10MHz,上采样倍数为8,信号带宽为B=Fs/8,输入调制信息的字节大小为Byte=64,信道为固定的两条径,且两径之间的延迟时间为0.6us,保留前导信号A最大值左右各16个点,取

1.2)实验内容

在上述1.1)条件下,用本发明方法和传统的解调方法对LoRa信号进行解调,结果如图7所示:

从图7可见,本发明方法相比传统的解调方法,在误码率为10-3处误比特性能获得1.5dB的提升,且33点未置0的前导信号与128点长的前导信号相比,误比特性能获得提升,33点长置0的前导信号与33点长未置0的前导信号相比,误比特性能同样也获得提升。从可靠性的角度来说,相同的SNR下,误比特率越低,该系统的可靠性越好。

从图7的5条曲线还可看出,本发明方法的性能与理论情况加性高斯白噪声AWGN下的性能接近,即只有0.5dB的差距。

实验2,

2.1)实验条件:设SF=8即符号长度为256个点,采样频率Fs=10MHz,上采样倍数为8,信号带宽为B=Fs/8,输入调制信息的字节大小为Byte=64,信道为固定的两条径,且两径之间的延迟时间为0.6us,保留前导信号A最大值左右各16个点,取

2.2)实验内容

在上述2.1)条件下,用本发明方法和传统的解调方法对LoRa信号进行解调,结果如图8所示:

从图8可见,本发明方法相比传统的解调方法,在误码率为10-3处误比特性能获得1.5dB的提升,且33点未置0的前导信号与256点长的前导信号相比,误比特性能获得提升,33点长置0的前导信号与33点长未置0的前导信号相比,误比特性能同样也获得提升。

从可靠性的角度来说,相同的SNR下,误比特率越低,该系统的可靠性越好。

综上,本发明的一种多径信道下的LoRa调制信号的解调方法与传统的LoRa调制信号直接解调方法相比,在SF相同,固定两条径的条件下,在误码率为10-3处误比特性能获得1.5dB的提升,同时置0后的前导和未置0的前导,以及未截取的前导,未匹配的方法相比,性能都是最好,与理论情况加性高斯白噪声AWGN下的性能相差只有0.5dB,表明本发明在多径信道下具有更好的解调性能,系统的可靠性更高。

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