一种带外线性度增强的电流模结构的接收机前端电路的制作方法

本发明属于射频多模无线接收机集成电路技术领域，具体涉及一种带外线性度增强的电流模结构的接收机前端电路。

背景技术：

随着不同标准的无线通信模式的不断涌现，在一个终端上集成尽可能多的通信模式是当前无线通信技术发展的重要趋势。面对复杂的应用场景，射频前端的线性度与抗干扰能力就成为多模多标准接收机的关键指标。

为了适应适用多模多标准接收机对线性度的严苛要求，其中一种方法是采用电流模结构的射频前端电路，现有的电流模射频前端电路，输入电压经过低噪声跨导放大器将输入电压信号转化为电流信号，而射频电流信号经过无源混频器下变频后在跨阻放大器中转化为中频电压信号输出。通常跨阻放大器在带内的输入阻抗非常小，这样使得混频器输入端和输出端的带内信号电压摆幅也变得足够小，从而使得整个接收前端获得很高的带内线性度。但是由于跨阻放大器中的放大器的带宽限制，使得跨阻放大器的输入阻抗在带外增加，这样会造成带外线性度的恶化，进一步影响接收机的抗干扰能力。

技术实现要素：

针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种带外线性度增强的电流模结构的接收机前端电路解决了现有的电流模射频前端电路的带外线性度变差的问题。

为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种带外线性度增强的电流模结构的接收机前端电路，包括：输入低噪声跨导放大器、带通滤波器、第一无源混频器、第一跨阻放大器、第一输出缓冲级电路、第二无源混频器、第二跨阻放大器和第二输出缓冲级电路；

所述输入低噪声跨导放大器的输入端vin+和输入端vin-分别与片外扼流电感连接，并作为前端电路的输入端；

所述输入低噪声跨导放大器的差分输出端vout+通过电容cdc1分别与带通滤波器的输入端vrf+、第一无源混频器的输入端vin3和第二无源混频器的输入端vin3连接；

所述输入低噪声跨导放大器的差分输出端vout-通过电容cdc2分别与带通滤波器的输入端vrf-、第一无源混频器的输入端vin4和第二无源混频器的输入端vin4连接；

所述第一无源混频器的输出端vout1与第一跨阻放大器的输入端vin5连接；

所述第一无源混频器的输出端vout2与第一跨阻放大器的输入端vin6连接；

所述第一跨阻放大器的输出端vout3与第一输出缓冲级电路的输入端vin7连接；

所述第一跨阻放大器的输出端vout4与第一输出缓冲级电路的输入端vin8连接；

所述第一输出缓冲级电路的输出端vout5和输出端vout6作为前端电路的q输出端；

所述第二无源混频器的输出端vout1与第二跨阻放大器的输入端vin5连接；

所述第二无源混频器的输出端vout2与第二跨阻放大器的输入端vin6连接；

所述第二跨阻放大器的输出端vout3与第二输出缓冲级电路的输入端vin7连接；

所述第二跨阻放大器的输出端vout4与第二输出缓冲级电路的输入端vin8连接；

所述第二输出缓冲级电路的输出端vout5和输出端vout6作为前端电路的i输出端。

进一步地：输入低噪声跨导放大器包括：nmos管m1、nmos管m2、电容cc1、电容cc2、pmos管m3、pmos管m4、电容cc3、电容cc4、电阻rl1和电阻rl2；

所述nmos管m1的栅极与电容cc1的一端连接，所述电容cc1的另一端分别与片外扼流电感lext2、nmos管m2的源极和pmos管m4的漏极连接；

所述nmos管m2的栅极与电容cc2的一端连接，所述电容cc2的另一端分别与片外扼流电感lext1、nmos管m1的源极和pmos管m3的漏极连接；

所述nmos管m1的漏极分别与电阻rl1的一端和电容cc4的一端连接，并作为输入低噪声跨导放大器的差分输出端vout+；

所述nmos管m2的漏极分别与电阻rl2的一端和电容cc3的一端连接，并作为输入低噪声跨导放大器的差分输出端vout-；

所述pmos管m3的栅极与电容cc3的另一端连接；

所述pmos管m4的栅极与电容cc4的另一端连接；

所述pmos管m3的源极分别与pmos管m4的源极、电阻rl1的另一端和电阻rl2的另一端连接，并作为输入低噪声跨导放大器的vdd端。

上述进一步方案的有益效果为：输入低噪声跨导放大器为全差分正负反馈共栅结构；其中负反馈环路由共栅nmos差分对m1、m2和交叉耦合电容cc1、cc2构成；负反馈环路有跨导倍增效果，使得低噪声跨导放大器的等效跨导提升为nmos管m1的跨导的两倍，耦合电容cc1、cc2采用金属电容，用以避免mos电容带来的热噪声。其中正反馈环路为pmos差分对m3、m4的栅极通过一对隔直电容cc3、cc4交叉连接至电路的输出端，pmos差分对m3、m4的漏极连接至电路的输入端。pmos差分对的输入为反向输出电压，经过一次反向放大后连接到输入端形成正反馈。正反馈环路可以有效增加低噪声跨导放大器的输出阻抗。使用电阻rl1、rl2作为负载，可以进一步提高低噪声跨导放大器的线性度。lext1和lext2为片外扼流电感，为低噪声跨导放大器提供直流通路。

输入低噪声跨导放大器的全差分结构可以消除如衬底噪声之类的共模噪声以及偶次谐波，并且可以直接耦合连接至后级的无源混频器和带通滤波器上。正负反馈结构跨导放大器比起传统的共栅低噪声跨导放大器具有更高的跨导，因此其噪声更小。同时正负反馈结构跨导放大器比起传统的交叉耦合共栅低噪声跨导放大器具有更高的输出阻抗，因此更适合电流模结构接收机的使用。

进一步地：带通滤波器包括：nmos管m5、nmos管m6、nmos管m7、nmos管m8、nmos管m9、nmos管m10、nmos管m11、nmos管m12、nmos管m13、nmos管m14、nmos管m15、nmos管m16、电容c1、电容c2、电容c3、电容c4、电容c5、电容c6、电容c7和电容c8；

所述电容c1的一端分别与电容c3的一端、电容c5的一端和电容c7的一端连接，并作为带通滤波器的输入端vrf+；

所述电容c2的一端分别与电容c4的一端、电容c6的一端和电容c8的一端连接，并作为带通滤波器的输入端vrf-；

所述nmos管m5的漏极分别与电容c1的另一端和nmos管m9的源极连接；

所述nmos管m5的栅极分别与nmos管m9的栅极和nmos管m10的栅极连接，并作为带通滤波器的lo1端；

所述nmos管m10的源极分别与nmos管m5的源极和电容c2的另一端连接；

所述nmos管m10的漏极分别与nmos管m9的漏极、nmos管m11的漏极、nmos管m12的漏极、nmos管m13的漏极、nmos管m14的漏极、nmos管m15的漏极和nmos管m16的漏极连接，并作为带通滤波器的vbbpf端；

所述nmos管m6的漏极分别与电容c3的另一端和nmos管m11的源极连接；

所述nmos管m6的栅极分别与nmos管m11的栅极和nmos管m12的栅极连接，并作为带通滤波器的lo2端；

所述nmos管m12的源极分别与nmos管m6的源极和电容c4的另一端连接；

所述nmos管m7的漏极分别与电容c5的另一端和nmos管m13的源极连接；

所述nmos管m7的栅极分别与nmos管m13的栅极和nmos管m14的栅极连接，并作为带通滤波器的lo3端；

所述nmos管m14的源极分别与nmos管m7的源极和电容c6的另一端连接；

所述nmos管m8的漏极分别与电容c7的另一端和nmos管m15的源极连接；

所述nmos管m8的栅极分别与nmos管m15的栅极和nmos管m16的栅极连接，并作为带通滤波器的lo4端；

所述nmos管m16的源极分别与nmos管m8的源极和电容c8的另一端连接。

上述进一步方案的有益效果为：nmos管m5-m8为等效开关、电容c1-c8为基带滤波电容，nmos管m9-m16的漏极接偏置电压vbbpf，lo1-lo4端输入四相位不交叠时钟，因此在一个周期内只有1/4的电容被接入电路。

本前端电路的带通滤波器比传统的四路开关滤波器交换了开关管和基带电容的位置，同时加入了偏置nmos管m9-m16，一方面：输入低噪声跨导放大器的输出信号首先经过基带滤波电容c1-c8后进入开关管，降低mos管m5-m8两端的电压纹波，进一步提升了滤波器的线性度；另一方面：本带通滤波器的每一个开关mos管为两个基带滤波电容复用，而传统四路开关滤波器中每个基带滤波电容都需要接一个开关管，因此本带通滤波器的开关管的导通电阻会降低一倍，带外抑制比也提高一倍。

同时，传统结构中，开关管源漏偏置由后级的跨阻放大器的静态工作点决定，而跨阻放大器的输入偏置电压一般为电源电压的一半，这样只有提高开关管栅极的静态工作点，才能减小开关管的导通电阻，但是过高的栅极偏置电压，容易导致开关管被击穿，从而导致芯片失效。而本设计中的开关管的源漏可以单独加入偏置电压vbbpf，这样即使开关管的栅极没有加入偏置电压，依然可以保证较小的开关管的导通电阻，从而减轻了设计压力。

进一步地：第一跨阻放大器和第二跨阻放大器结构相同，均包括：电容ctia1、电容ctia2、电阻rtia1、电阻rtia2和跨导放大器；

所述跨导放大器的正相输入端vinp分别与电容ctia1的一端和电阻rtia1的一端连接，并作为跨阻放大器的输入端vin5；

所述跨导放大器的反相输入端vinn分别与电容ctia2的一端和电阻rtia2的一端连接，并作为跨阻放大器的输入端vin6；

所述跨导放大器的正相输出端voutp分别与电容ctia1的另一端和电阻rtia1的另一端连接，并作为跨阻放大器的输出端vout3；

所述跨导放大器的反相输出端voutn分别与电容ctia2的另一端和电阻rtia2的另一端连接，并作为跨阻放大器的输出端vout4。

进一步地：跨导放大器包括：pmos管m18、pmos管m19、pmos管m20、nmos管m21、nmos管m22、pmos管m23、pmos管m24、nmos管m25、nmos管m26、电阻rc1、电阻rc2、电阻rf1、电阻rf2、电容cf1、电容cf2、电容cc5和电容cc6；

所述nmos管m21的源极分别与nmos管m22的源极、nmos管m25的源极和nmos管m26的源极连接，并接地；

所述nmos管m21的栅极与nmos管m22的栅极连接；

所述nmos管m21的漏极分别与nmos管m25的栅极、电容cc5的一端、电容cf2的一端和pmos管m19的漏极连接；

所述nmos管m22的漏极分别与nmos管m26的栅极、电容cc6的一端、电容cf1的一端和pmos管m20的漏极连接；

所述nmos管m26的漏极分别与电阻rc2的一端、电阻rf2的一端和pmos管m24的漏极连接，并作为跨导放大器的正相输出端voutp；

所述电阻rc2的另一端与电容cc6的另一端连接；

所述电阻rf2的另一端与电容cf2的另一端连接；

所述nmos管m25的漏极分别与电阻rc1的一端、电阻rf1的一端和pmos管m23的漏极连接，并作为跨导放大器的反相输出端voutn；

所述电阻rc1的另一端与电容cc5的另一端连接；

所述电阻rf1的另一端与电容cf1的另一端连接；

所述pmos管m23的栅极分别与pmos管m18的栅极和pmos管m24的栅极连接；

所述pmos管m18的漏极分别与pmos管m19的源极和pmos管m20的源极连接；

所述pmos管m23的源极分别与pmos管m18的源极和pmos管m24的源极连接，并作为跨导放大器的vdd端；

所述pmos管m19的栅极作为跨导放大器的正相输入端vinp；

所述pmos管m20的栅极作为跨导放大器的反相输入端vinn。

上述进一步方案的有益效果为：跨导放大器作为电流模射频前端电路中的关键电路，会影响整个接收机的功耗、线性度、与噪声性能。对于电流模结构的射频前端电路，跨导放大器需要有足够大的带宽，才能保证跨阻放大器的输入阻抗在带外所关心的频段处不会变大，从而使得射频前端的带外线性度不会恶化。电容cc5-cc6为密勒补偿电容，电阻rc1-rc2为调零电阻，电容cf1-cf2为反馈电容，电阻rf1-rf2为补偿电阻，本发明通过引入额外的零极点来拓展跨导放大器的带宽。

传统的两级密勒补偿放大器结构，通过加入补偿电阻和补偿电容，引入一个左半平面的零点以抵消一个左半平面的非主极点以保证放大器的稳定性，但这种方法会引起极点分离现象，导致主极点更靠近低频，从而降低了跨导放大器的-3db带宽。本发明提出的跨导放大器加入了前馈补偿电路，通过引入额外的零极点，在功耗不变的前提下有效扩展了两级放大器的-3db带宽。

进一步地：第一输出缓冲级电路和第二输出缓冲级电路为源级跟随放大器电路。

本发明的有益效果为：本发明公开了一种带外线性度增强的电流模结构的接收机前端电路，包括输入低噪声跨导放大器、无源混频器、带通滤波器、跨阻放大器和输出缓冲级电路。其中输入低噪声跨导放大器采用正负反馈共栅级结构，具有宽带输入匹配、高输出电阻、低噪声等优点。输入低噪声跨导放大器对输入射频信号放大并转换为电流信号，输入低噪声跨导放大器后同时接无混频器和带通滤波器，带通滤波器为四路开关带通滤波器，具有高q值、高带外抑制和中心频点可调的特性，用以滤除低噪声跨导放大器输出的带外信号，而带内有用信号由混频器下变频后流入跨阻放大器，跨阻放大器再次将电流信号转换为电压信号并放大和滤波后，通过输出缓冲级电路输出。其中跨阻放大器中的跨导放大器采用二级正负反馈结构，可以有效增加其-3db带宽。本发明相对于传统的电流模结构接收机前端电路，有效提高了整个电路的带外线性度，进一步增强了电路的抗干扰能力。

附图说明

图1为一种带外线性度增强的电流模结构的接收机前端电路的结构框图。

图2为输入低噪声跨导放大器电路图；

图3为带通滤波器电路图；

图4为跨导放大器电路图；

图5为跨导放大器的仿真增益曲线图；

图6为现有电流模射频前端电路带内外线性度变化情况示意图；

图7为本设计电路带内外线性度变化情况示意图。

具体实施方式

下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

如图1所示，一种带外线性度增强的电流模结构的接收机前端电路，包括：输入低噪声跨导放大器、带通滤波器、第一无源混频器、第一跨阻放大器、第一输出缓冲级电路、第二无源混频器、第二跨阻放大器和第二输出缓冲级电路；

所述输入低噪声跨导放大器的输入端vin+和输入端vin-分别与片外扼流电感连接，并作为前端电路的输入端；

所述输入低噪声跨导放大器的差分输出端vout+通过电容cdc1分别与带通滤波器的输入端vrf+、第一无源混频器的输入端vin3和第二无源混频器的输入端vin3连接；

所述输入低噪声跨导放大器的差分输出端vout-通过电容cdc2分别与带通滤波器的输入端vrf-、第一无源混频器的输入端vin4和第二无源混频器的输入端vin4连接；

所述第一无源混频器的输出端vout1与第一跨阻放大器的输入端vin5连接；

所述第一无源混频器的输出端vout2与第一跨阻放大器的输入端vin6连接；

所述第一跨阻放大器的输出端vout3与第一输出缓冲级电路的输入端vin7连接；

所述第一跨阻放大器的输出端vout4与第一输出缓冲级电路的输入端vin8连接；

所述第一输出缓冲级电路的输出端vout5和输出端vout6作为前端电路的q输出端；

所述第二无源混频器的输出端vout1与第二跨阻放大器的输入端vin5连接；

所述第二无源混频器的输出端vout2与第二跨阻放大器的输入端vin6连接；

所述第二跨阻放大器的输出端vout3与第二输出缓冲级电路的输入端vin7连接；

所述第二跨阻放大器的输出端vout4与第二输出缓冲级电路的输入端vin8连接；

所述第二输出缓冲级电路的输出端vout5和输出端vout6作为前端电路的i输出端。

如图2所示，输入低噪声跨导放大器包括：nmos管m1、nmos管m2、电容cc1、电容cc2、pmos管m3、pmos管m4、电容cc3、电容cc4、电阻rl1和电阻rl2；

所述nmos管m1的栅极与电容cc1的一端连接，所述电容cc1的另一端分别与片外扼流电感lext2、nmos管m2的源极和pmos管m4的漏极连接；

所述nmos管m2的栅极与电容cc2的一端连接，所述电容cc2的另一端分别与片外扼流电感lext1、nmos管m1的源极和pmos管m3的漏极连接；

所述nmos管m1的漏极分别与电阻rl1的一端和电容cc4的一端连接，并作为输入低噪声跨导放大器的差分输出端vout+；

所述nmos管m2的漏极分别与电阻rl2的一端和电容cc3的一端连接，并作为输入低噪声跨导放大器的差分输出端vout-；

所述pmos管m3的栅极与电容cc3的另一端连接；

所述pmos管m4的栅极与电容cc4的另一端连接；

所述pmos管m3的源极分别与pmos管m4的源极、电阻rl1的另一端和电阻rl2的另一端连接，并作为输入低噪声跨导放大器的vdd端。

输入低噪声跨导放大器为全差分正负反馈共栅结构；其中负反馈环路由共栅nmos差分对m1、m2和交叉耦合电容cc1、cc2构成；负反馈环路有跨导倍增效果，使得低噪声跨导放大器的等效跨导提升为nmos管m1的跨导的两倍，耦合电容cc1、cc2采用金属电容，用以避免mos电容带来的热噪声。其中正反馈环路为pmos差分对m3、m4的栅极通过一对隔直电容cc3、cc4交叉连接至电路的输出端，pmos差分对m3、m4的漏极连接至电路的输入端。pmos差分对的输入为反向输出电压，经过一次反向放大后连接到输入端形成正反馈。正反馈环路可以有效增加低噪声跨导放大器的输出阻抗。使用电阻rl1、rl2作为负载，可以进一步提高低噪声跨导放大器的线性度。lext1和lext2为片外扼流电感，为低噪声跨导放大器提供直流通路。

输入低噪声跨导放大器的全差分结构可以消除如衬底噪声之类的共模噪声以及偶次谐波，并且可以直接耦合连接至后级的无源混频器和带通滤波器上。正负反馈结构跨导放大器比起传统的共栅低噪声跨导放大器具有更高的跨导，因此其噪声更小。同时正负反馈结构跨导放大器比起传统的交叉耦合共栅低噪声跨导放大器具有更高的输出阻抗，因此更适合电流模结构接收机的使用。

如图3所示，带通滤波器包括：nmos管m5、nmos管m6、nmos管m7、nmos管m8、nmos管m9、nmos管m10、nmos管m11、nmos管m12、nmos管m13、nmos管m14、nmos管m15、nmos管m16、电容c1、电容c2、电容c3、电容c4、电容c5、电容c6、电容c7和电容c8；

所述电容c1的一端分别与电容c3的一端、电容c5的一端和电容c7的一端连接，并作为带通滤波器的输入端vrf+；

所述电容c2的一端分别与电容c4的一端、电容c6的一端和电容c8的一端连接，并作为带通滤波器的输入端vrf-；

所述nmos管m5的漏极分别与电容c1的另一端和nmos管m9的源极连接；

所述nmos管m5的栅极分别与nmos管m9的栅极和nmos管m10的栅极连接，并作为带通滤波器的lo1端；

所述nmos管m10的源极分别与nmos管m5的源极和电容c2的另一端连接；

所述nmos管m10的漏极分别与nmos管m9的漏极、nmos管m11的漏极、nmos管m12的漏极、nmos管m13的漏极、nmos管m14的漏极、nmos管m15的漏极和nmos管m16的漏极连接，并作为带通滤波器的vbbpf端；

所述nmos管m6的漏极分别与电容c3的另一端和nmos管m11的源极连接；

所述nmos管m6的栅极分别与nmos管m11的栅极和nmos管m12的栅极连接，并作为带通滤波器的lo2端；

所述nmos管m12的源极分别与nmos管m6的源极和电容c4的另一端连接；

所述nmos管m7的漏极分别与电容c5的另一端和nmos管m13的源极连接；

所述nmos管m7的栅极分别与nmos管m13的栅极和nmos管m14的栅极连接，并作为带通滤波器的lo3端；

所述nmos管m14的源极分别与nmos管m7的源极和电容c6的另一端连接；

所述nmos管m8的漏极分别与电容c7的另一端和nmos管m15的源极连接；

所述nmos管m8的栅极分别与nmos管m15的栅极和nmos管m16的栅极连接，并作为带通滤波器的lo4端；

所述nmos管m16的源极分别与nmos管m8的源极和电容c8的另一端连接。

nmos管m5-m8为等效开关、电容c1-c8为基带滤波电容，nmos管m9-m16的漏极接偏置电压vbbpf，lo1-lo4端输入四相位不交叠时钟，因此在一个周期内只有1/4的电容被接入电路。

本前端电路的带通滤波器比传统的四路开关滤波器交换了开关管和基带电容的位置，同时加入了偏置nmos管m9-m16，一方面：输入低噪声跨导放大器的输出信号首先经过基带滤波电容c1-c8后进入开关管，降低mos管m5-m8两端的电压纹波，进一步提升了滤波器的线性度；另一方面：本带通滤波器的每一个开关mos管为两个基带滤波电容复用，而传统四路开关滤波器中每个基带滤波电容都需要接一个开关管，因此本带通滤波器的开关管的导通电阻会降低一倍，带外抑制比也提高一倍。

同时，传统结构中，开关管源漏偏置由后级的跨阻放大器的静态工作点决定，而跨阻放大器的输入偏置电压一般为电源电压的一半，这样只有提高开关管栅极的静态工作点，才能减小开关管的导通电阻，但是过高的栅极偏置电压，容易导致开关管被击穿，从而导致芯片失效。而本设计中的开关管的源漏可以单独加入偏置电压vbbpf，这样即使开关管的栅极没有加入偏置电压，依然可以保证较小的开关管的导通电阻，从而减轻了设计压力。

第一跨阻放大器和第二跨阻放大器结构相同，均包括：电容ctia1、电容ctia2、电阻rtia1、电阻rtia2和跨导放大器；

所述跨导放大器的正相输入端vinp分别与电容ctia1的一端和电阻rtia1的一端连接，并作为跨阻放大器的输入端vin5；

所述跨导放大器的反相输入端vinn分别与电容ctia2的一端和电阻rtia2的一端连接，并作为跨阻放大器的输入端vin6；

所述跨导放大器的正相输出端voutp分别与电容ctia1的另一端和电阻rtia1的另一端连接，并作为跨阻放大器的输出端vout3；

所述跨导放大器的反相输出端voutn分别与电容ctia2的另一端和电阻rtia2的另一端连接，并作为跨阻放大器的输出端vout4。

如图4所示，跨导放大器包括：pmos管m18、pmos管m19、pmos管m20、nmos管m21、nmos管m22、pmos管m23、pmos管m24、nmos管m25、nmos管m26、电阻rc1、电阻rc2、电阻rf1、电阻rf2、电容cf1、电容cf2、电容cc5和电容cc6；

所述nmos管m21的源极分别与nmos管m22的源极、nmos管m25的源极和nmos管m26的源极连接，并接地；

所述nmos管m21的栅极与nmos管m22的栅极连接；

所述nmos管m21的漏极分别与nmos管m25的栅极、电容cc5的一端、电容cf2的一端和pmos管m19的漏极连接；

所述nmos管m22的漏极分别与nmos管m26的栅极、电容cc6的一端、电容cf1的一端和pmos管m20的漏极连接；

所述nmos管m26的漏极分别与电阻rc2的一端、电阻rf2的一端和pmos管m24的漏极连接，并作为跨导放大器的正相输出端voutp；

所述电阻rc2的另一端与电容cc6的另一端连接；

所述电阻rf2的另一端与电容cf2的另一端连接；

所述nmos管m25的漏极分别与电阻rc1的一端、电阻rf1的一端和pmos管m23的漏极连接，并作为跨导放大器的反相输出端voutn；

所述电阻rc1的另一端与电容cc5的另一端连接；

所述电阻rf1的另一端与电容cf1的另一端连接；

所述pmos管m23的栅极分别与pmos管m18的栅极和pmos管m24的栅极连接；

所述pmos管m18的漏极分别与pmos管m19的源极和pmos管m20的源极连接；

所述pmos管m23的源极分别与pmos管m18的源极和pmos管m24的源极连接，并作为跨导放大器的vdd端；

所述pmos管m19的栅极作为跨导放大器的正相输入端vinp；

所述pmos管m20的栅极作为跨导放大器的反相输入端vinn。

跨导放大器作为电流模射频前端电路中的关键电路，会影响整个接收机的功耗、线性度、与噪声性能。对于电流模结构的射频前端电路，跨导放大器需要有足够大的带宽，才能保证跨阻放大器的输入阻抗在带外所关心的频段处不会变大，从而使得射频前端的带外线性度不会恶化。电容cc5-cc6为密勒补偿电容，电阻rc1-rc2为调零电阻，电容cf1-cf2为反馈电容，电阻rf1-rf2为补偿电阻，本发明通过引入额外的零极点来拓展跨导放大器的带宽。

传统的两级密勒补偿放大器结构，通过加入补偿电阻和补偿电容，引入一个左半平面的零点以抵消一个左半平面的非主极点以保证放大器的稳定性，但这种方法会引起极点分离现象，导致主极点更靠近低频，从而降低了跨导放大器的-3db带宽。本发明提出的跨导放大器加入了前馈补偿电路，通过引入额外的零极点，在功耗不变的前提下有效扩展了两级放大器的-3db带宽。

图5为跨导放大器的仿真增益曲线，在保持相同功耗和相位裕度的前提下，可以看到加入前馈补偿电阻和电容后，跨导放大器的-3db带宽提升了一个量级。

第一输出缓冲级电路和第二输出缓冲级电路为源级跟随放大器电路。

如图6所示，对于传统结构的电流模射频前端电路，分别加入双音信号flo+△f+1.5mhz、flo+2△f，这样其三阶交调截点固定在了flo+3mhz，并分别设置△f为1mhz、10mhz、100mhz和200mhz，可以看到1mhz频偏处的输入三阶交调截点为-6.5dbm，10mhz频偏处的输入三阶交调截点为0.6dbm，100mhz频偏处的输入三阶交调截点为6.7dbm，200mhz频偏处的输入三阶交调截点为5dbm。

如图7所示，对于本设计的前端电路，同样加入双音信号flo+△f+1.5mhz、flo+2△f，设置△f为1mhz、10mhz、100mhz和200mhz，可以看到1mhz频偏处的输入三阶交调截点为-6.5dbm，10mhz频偏处的输入三阶交调截点为0.6dbm，100mhz频偏处的输入三阶交调截点为7.6dbm，200mhz频偏处的输入三阶交调截点为11.5dbm，可以看到加入带通滤波器后对电路的带内线性度没有影响，而由于带通滤波器对于带外干扰信号的滤波作用，使得带外线性度得到显著提升，该发明可以有效增强接收机的抗干扰能力。

本发明的有益效果为：本发明公开了一种带外线性度增强的电流模结构的接收机前端电路，包括输入低噪声跨导放大器、无源混频器、带通滤波器、跨阻放大器和输出缓冲级电路。其中输入低噪声跨导放大器采用正负反馈共栅级结构，具有宽带输入匹配、高输出电阻、低噪声等优点。输入低噪声跨导放大器对输入射频信号放大并转换为电流信号，输入低噪声跨导放大器后同时接无混频器和带通滤波器，带通滤波器为四路开关带通滤波器，具有高q值、高带外抑制和中心频点可调的特性，用以滤除低噪声跨导放大器输出的带外信号，而带内有用信号由混频器下变频后流入跨阻放大器，跨阻放大器再次将电流信号转换为电压信号并放大和滤波后，通过输出缓冲级电路输出。其中跨阻放大器中的跨导放大器采用二级正负反馈结构，可以有效增加其-3db带宽。本发明相对于传统的电流模结构接收机前端电路，有效提高了整个电路的带外线性度，进一步增强了电路的抗干扰能力。