一种多信器网络合成方法与流程

本发明涉及多信器技术领域，具体领域为一种多信器网络合成方法。

背景技术：

载波聚合(carrieraggregation，ca)是当前lte-a中的关键技术，能够显著提高峰值速率。ca是将多成员载波聚合到一起，实现更大的传输带宽，以提高上下行传输速率，因此包含多滤波器的多信器在移动通信射频前端中扮演重要角色，不同区域的运营商分配的频谱资源不同，因此聚合方式也有多种。

当前在用的大部分多信器实现方案为单体滤波器在电路上组合而成，且在诸多场合还要求能够灵活切换ca频段组合。这使得多信器在设计时就进行联合优化变的十分困难，为此，需要研究出设计方法，以减小滤波器合成对各个频段的插入损耗、回波损耗等指标的影响。

技术实现要素：

针对现有技术存在的不足，本发明的目的在于提供一种多信器网络合成方法。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种多信器网络合成方法，其步骤为：

(1)定义滤波器任意频段阻抗分析，设定频段有n个，则频段输入阻抗为zin；

(2)定义固有损耗fil(db)；

(3)定义泄露损耗lil(db)；

(4)根据固有损耗和泄露损耗，计算低泄漏损耗区；

(5)通过移相把频段输入阻抗zin移动到低泄漏损耗区内；

(6)设定多信器ant端每个频段滤波器等效为一个输入阻抗；

(7)选取各频段的中心频率作为分析点，设导纳为:ynm＝gnm+jbnm，其中，n为滤波器频段，m为频段频率；

(8)根据计算过程，在多信器ant端并联一个匹配元件；

(9)通过移相，频段滤波器阻抗满足导纳约束方程，则使得ant端各频段滤波器能够共用同一个匹配网络。

优选的，根据步骤(2)，固有损耗fil(db)为器件的自身损耗，其计算方式为：

优选的，根据步骤(3)，泄露损耗lil(db)为多信器zin引起的能量损失，泄漏损耗为频段滤波器合成后与合成前固有损耗的差，其计算方式为：

lil(db)＝fil'(db)-fil(db)。

优选的，根据步骤(4)，根据需求定义损耗小于某一值为低泄漏损耗区，通过固有损耗fil(db)和泄露损耗lil(db)计算出损耗结果，并在在史密斯圆图上画出低泄漏损耗区。

优选的，根据步骤(6)至(8)，设定匹配元件为电感或电容，即导纳为：jbn；则有各频段导纳：

其中，y0为特性导纳；

设定合成并匹配后，中心频点导纳等于特性导纳，则，

优选的，要使多信器合成后能够共用同一个并联匹配网络，需要每个频段滤波器、其它频段滤波器在本频段、匹配电路的导纳虚部之和趋近于0。

优选的，当匹配元件为电感时，b＝1/jwl；

当匹配元件为电容时，b＝jwc；

根据上述匹配元件的设定，即导纳约束方程为：

其中，wn为第n频段滤波器中心角频率，过移相，各频段滤波器阻抗满足导纳约束方程(5)，则使得ant端各频段滤波器能够共用同一个匹配网络。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：通过移相使zin进入低泄漏损耗区，解决信号泄漏；通过导纳约束方程解决共用阻抗匹配网络。

附图说明

图1为多信器结构示意图；

图2为多信器等效结构；

图3为本发明的史密斯圆图低泄漏损耗区；

图4为多信器ant端等效电路。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

用于终端的多信器多为rx频段，结构如图1所示，工作时，信号从天线输入到公共端，所以称为天线端(antenna，ant)。剩下的端口全部为输出端，不同频率信号从不同的频段端口输出。合成后影响多信器性能指标的有2个主要因素：

1)第n(n为任意频段)频段信号能量分流到频段n以外的滤波器，导致信号泄漏，产生泄漏损耗。给出泄漏损耗和频段滤波器阻抗之间的关系，以近可能减小泄漏损耗。

2)第n(n为任意频段)滤波器受n频段以外的滤波器阻抗影响，使得阻抗失配，回波损耗指标。且阻抗失配还会导致反射增加，从而插入损耗变大。所以需进行阻抗匹配，使得回波损耗不恶化。合成后各个输出端可以单独匹配，相互之间不影响，不存在阻抗失配问题。而ant为公共端，各频段的回波损耗均会变化，且相互间有一定的制约关系，很难用一个公共的匹配网络满足所有频段。

如图2，对任意频段滤波器(这里选择n)阻抗进行单独分析，其它频段可等效为一个输入阻抗，后面统称为zin。

通过上述分析可知，多信器合成主要需解决zin信号泄漏和ant端共用阻抗匹配网络两个问题。为此提出一种设计方法，通过移相使zin进入低泄漏损耗区，解决信号泄漏；通过导纳约束方程解决共用阻抗匹配网络。

器件的插入损耗由端口反射和自身损耗共同引起。对于无源器件，端口反射可以通过匹配的方式改善，而自身损耗是器件的固有特性，外围电路很难改变。为方便分析，定义固有损耗为fil(db),则有：

定义泄漏损耗lil为多信器zin引起的能量损失。泄漏损耗为频段滤波器合成后与合成前固有损耗的差,则：

lil(db)＝fil'(db)-fil(db)(2)

根据需要定义损耗小于某一值为低泄漏损耗区(这里选择0.5db，根据不同的双信器指标需求，不限于0.5db)。根据公式(1)、(2)在史密斯圆图上画出低泄漏损耗区，如图3所示，其中阴影区域为低泄漏损耗区。可知，越靠近开路点，低泄漏损耗区越大。

因此，设计多信器合成时，通过移相把zin移动到图3中的第泄漏损耗区即可改善信号泄漏。

多信器ant端每个频段滤波器可等效为一个输入阻抗，且它们是并联关系，如图4所示。

为方便分析，选取各频段的中心频率作为分析点，设它们导纳为:ynm＝gnm+jbnm其中，n为滤波器频段，m为频段频率。如ynm为第n频段滤波器在m频段中心频率处的导纳。为简化匹配电路，通常多信器ant最多只并联一个匹配元件，假设为理想电感或电容，则导纳为：jbn。则有各频段导纳：

其中，y0为特性导纳。这里假设合成并匹配后，中心频点导纳等于特性导纳。则有：

可以看出，要使多信器合成后能够共用同一个并联匹配网络，需要每个频段滤波器、其它频段滤波器在本频段、匹配电路的导纳虚部之和趋近于0。如果多信器合成前单体滤波器阻抗比较理想，或已经很好的兼顾合成要求，则ant端不需要匹配。对于声表面波多信器，ant端通常需要一个并联匹配元件，并联电感时b＝1/jwl；并联电容时，b＝jwc。方程(4)改写为：

其中，wn为第n频段滤波器中心角频率。通过移相，各频段滤波器阻抗满足导纳约束方程(5)，则使得ant端各频段滤波器能够共用同一个匹配网络。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。