专利名称：数字接收机的信号加权系统的制作方法
技术领域：
本发明就一般面言与数字接收机有关，具体些说，与一种用来对接收机所接收的信号进行加权、从而将可信度与收到的信号结合起来的系统及有关方法有关。
在二个地点之间传输信息的通信系统至少包括一个发射机和一个接收机，一个可以载有包含信息的信息信号的传输信道将发射机和接收机相互连接起来。
在一种通信系统(无线电通信系统)中，传输信道是一个将发射机和接收机连接起来的射频信道。为了将一个信息信号(所谓基带信号)发送到射频信道上，这个信息信号必需变换成一个适宜于在射频信道上传输的形式。
将信息信号变换成一个适宜在射频信道上传输的信号是由稍为调制的处理来完成的。通过调制处理，信息信号就附加到一个射频电磁波上。这个射频电磁波是一个其频率处于规定射频信道的频率范围内的正弦波。射频电磁波稍为载波信号，而射频电磁波一旦受到信息信号的调制，就稍为受调信息信号。受调信息信号是一个可以通过自由空间发送的通信信号。
所得到的受调信息信号的信息内容占据了集中在载波信号频率附近的一个频段。由于受调信息信号可以通过自由空间发送到射频信道上，从而在通信系统的发射机和接收机之间发送信息信号的信息内容，因此发射机和接收机并不需要靠得很近。
业已开发出各种调制技术，将信息信号调制到载波信号上，通过射频传输信道进行传送。这类调制技术有振幅调制(AM)、频率调制(FM)、相位调制(PM)、频移键控调制(FSK)、相移键控调制(PSK)和连续相位调制(CPM)。一种连续相位调制为高斯最小相移键控调制(GMSK)。
接收受调信息信号的接收机含有检测(或者说是重现)调制在载波信号上的信息信号的电路。通常，这个接收机电路除了检测或重现受调信息信号所需的电路外还有对接收机所接收的受调信息信号进行下变频的电路(有时有几级下变频电路)，检测或重现受调信息信号的信息内容的处理稍为解调，而这种执行解调的电路则稍为解调电路或解调器。有时，下变频电路和解调器合在一起称为解调电路。
可以同时发送一组受调信息信号，只要这些同时发送的受调信息信号的载波频率各不相同、所形成的各受调信息信号在频率上不相互混叠即可。具体些说，同时发送的各受调信息信号的载波频率必需在频率上相互分开，以免各受调信息信号的信息内容(即调制频谱)与调制在频率相近的其它载波信号上的相应信号发生混叠。
接收机具有调谐和滤波电路，使得只有一定频率的接收信号可以通过，得到下变频，也只有在一定频带内的信号得到解调。这样的调谐和滤波电路形成了一些通频带，用来通过频率分量在由调谐滤波电路通带决定的频率范围内的那些信号。
可用作载波信号和可用来调制信息信号的频率范围很宽，称为电磁频谱。一些管理部门已将电磁谱划分成频带，每个频带定义了电磁频谱的一个频率范围。各频带又细分成信道，这些信道就形成了通信系统的传输信道。管理部门将射频信号的传输限制在某些一定的电磁频谱的频带风，以使同时发送的受调信息信号之间的干扰最小。
例如，在美国800MHz至900MHz之间的100MHz频带被指定用于无线电话通信。无线电庆通信例如可以由一个在蜂窝通信系统中所使用的无线电电话机来实现。这样一个兀线电电话机含有可以同时产生和接收受调信息信号的电路，从而就能在这个无线电电庆机与一个远方的接收机之间进行双向通信。
通常，通过将大量基站分开配置遍及一个地理区域来建立一个蜂窝通信系统。每个基站都有接收由一个或多个无线电电话机发出的受调信息信号的电路和向一个或多个无线电电话机发出受调信息信号的电路。由于基站和无线电电话机都能收了受调信息信号，因此就能在无线电电庆机和基站之间实现双向通信。
蜂窝通信系统中各基站的位置是经过精心选择的，一个无线电电话机无论处在该地理区域的什么地方，至少总有一个基站是在这个无线电电话机的发送范围以内。因为各基站分开配置，遍布基站的地理区域的各个分区分别都由一个单独的基站支持。位于各分开配置的基站附近的地理区域的各个分区就定义了一个个网格(cell)，每个网格由一个基站支持，这些网格合在一起形成了这个蜂窝通信系统所覆盖的地理区域。一个位于蜂窝通信系统的任何网格范围内的无线电电话机可以向至少一个基站发送受调信息信号和从至少一个基站接收到受调信息信号。
一般来说，无线电电话机和基站之间的通信包括在一个或多个传输信道上交替(也可以是同时)发送数据信号和语音信号。基站和无线电电话机之间所发送的数据包括一些使无线电电话机在一些特定的射频信道上收发信号的指令。基站和无线电电话之间所发送的有些信号是用来同步的，以便保证某个特定基站所发出的受调信息信号被一个特定的无线电电话机收到。
使用蜂窝通信系统的越来越多，在许多情况下已导致全部利用了分配给蜂窝无线电电话通信的频带中所传输信道的情况。因此，已经提出了各种想法，更加有效地利用分配给无线电话通信的频带。有效地利用分配给无线电话通信的频带使一个蜂窝通信系统的传输容量大为提高。
一种可以提高蜂窝通信系统传输容量的方法是利用数字调制技术。当信息信号转换成数字形式时，单个传输信道就可以用来顺序了送多个信息信号。由于可以在一个传输信道上发送多个信息信号，因此一个现有的频带的传输容量就可以增加到二倍以上。
通常，模拟信息信号首先由例如模数变换器变换成数字形式，再采用某种编码技术予以编码。然后，将这经过编码的信号进行调制，从而发出该射频信道的信息信号。一种对用来发送这样的数字信号十分有利的调制技术是上面已经提到过的高斯最小相移键控(GMSK)调制。这种调制技术在“数字相位调制”(“Digital Phase Modulation”by J、B、Anderson，T.Aulin，and C.E.Sundberg，Published by Plenum Press，Copyright 1986)一书中作了较为详尽的讨论。
在射频传输信道上传送任何信号都会出现误差，这是由一在传输信道上传送信号的过程中存在噪声和其它干扰而引起的。噪声例如是由于寄生信号和其它一些瞬时不稳定信号而引起的。其它干扰例如是由于所发送的信号从两个人造和自然物体上反射而引起的。所发送的信号遭到这样的反射就导致一个接收机在不同的时间(所谓信号延迟)收到相同的信号，因为这时间与信号发送互该接收机所经过的路径有关。例如，一个的发送的信号由于从一个物体上反射使发射机和接收机之间的路径长度增加了五分之四英里，这变会导致四微秒的延迟。路径长度的增加相应导致延迟时间的增加。由于有这种信号延迟，接收机所接收到的信号实际上是通过多个路径发送到接收机的同一个所发送的信号的和。因此，这种传输信道经常称为“多路径”信道。这样的信号延迟造成了信号干扰。
当所发送的信号是一个数字编码的信号时，这种由于信号在多路径道上传送而引起的干扰就会导致一种稍为码间干扰的干扰。如果用于蜂窝通信系统的数字编码信号发送的比特率超过每秒270千比特，那未即使延迟小到只有上述的4微秒也会导致大量的码间干扰。
由于所发送的数字编码信号在编码时已经增加了冗余度，因此有些由于码间干扰而引起的错误(以及由于噪声而引起的错误)在对接收机所接收的信号进行接收机解码处理时可以得到消除。然而，由于码间干扰而引起的每个错误会产生一个没有正确码的信号，从而降低了发射机和接收机之间的通信质量，因此非常希望能检测出这类错误是否存在，或提供一个有关这类错误的似然度的指示。
已知，软件实现的均衡电路和硬件实现的均衡电路都可用来校正信号在多路径信道上传送所引起的影响。例如，美国专利申请No.422，177“具有信道均衡的软判决解码”(U.S.Patent Application Serial No.422，177，filed October 13，1989，by David E.Borth，Phillip D.Rasky，and gerrald P.labedz，entifled“Soft Decoding With Channel Equalization”)和美国专利申请No.422，971“软格构解码”(U.S.Patent Application Serial No.422，917，filed November 29，1989，by David E.Borth，entitled“Soft Trellis Decoding”)都揭示了利用均衡电路校正由于信号在多路径信道上传送而引起的码间干扰的系统。在刚提到的两个专利申请中所用的信道均衡器是一个最大似然序列估计器(MLSE)。MLSE的作用是根据接收机实际收到的信号估计出所发送信号的序列。通常MLSE(以及其它结构的均衡器)的作用是消除由于信号在多路径信道上传送所产生的码间干扰。MLSE所产生的信号加到接收机的解码电路。解码电路对经均衡的信号(在MLSE情况下为估定信号)进行解码，消除发射机编码电路有意在信号中设置的多余信息。
MLSE的工作情况在论文“载波调制数据传输系统的自适应最大似然接收机”(Adaptive Maximum-Likelihood Receiver for Carrier-Modulated Ddata-Transmission Systems”，dy G.Ungerboeck，in the IEEE Transactions on Commanications，volume COM-22，pages 624-635，May，1974)中有较为详细的说明。其中所揭示的MLSE由一个匹配滤波器和一个维持毕算法(Viterbi algorithm)组成。接收机所接收的信息以下变频解调电路的下变频和解调后加到匹配滤波器的输出信号则加到维特毕算法。
维特毕算法形成一些可能路径的一个格子结构(trellis)，它的一个特定矩阵用来形成一个数据序列(或数据流)。由于维特毕算法的输出是一个数据位序列，因此MLSE的输出是一个硬判决信号(也就是说，是一个具有数据值的位序列)。
虽然所发送的信号是一个数字编码的信号，但信息信号一旦调制到正弦载波上，就是一个模拟信号。由于可以组成实际发送的数字编码的信号的可取值是有限的(例如，当数字编码的信号是一个二进制信号时，该数字编码的信号只有二个可取值)，因此MLSE的输出肯有个数相当的可取值。MLSE的维特毕算法将所加的模拟形式的数字编码信号变换成数据序列。这种变换以及最终只使用维特毕算法所产生的数据序列并没有充分利用了加到MLSE的信号的全部信息。
特别，MLSE实际接收的信号在通过匹配滤波器后可以与MLSE的维特毕算法所产生的数据序列进行比较。这种比较可以提供与加到接收机解码器电路的信号有关的可信度指示，从而指出了所接收信号可信为准确的可信程度。这种指示可用来进一步减小由于在多路径信道上传送信号而引起的码间干扰所带来的误差，从而提高了通信质量。
因此，所需要的是一种充分利用数字接收机所接收的信号的系统，以便大大降低由于在多路径信道上传送的信号的噪声和码间干扰所引起的误差。
因此，本发明提供了一种将可信度与发送到多路径信道上、由数字接收机接收的通信信号结合的信号加权系统。
本发明还有益地提供发一种接收机可信度指示器，对于一个做成接收数字编码信号的接收机来说，这种指示器的作用是提供一个将可信度与接收机所接收的数字编码信号各部分结合的经加权的软判决信号。
本发明还有益地提供了一种做成接收数字编码信号的收发机，这种收发机采用了一个提供将可信度与接收机所接收的数字编码信号各部分结合的径加权的软判决信号的可信度指示器。
本发明还有益地提供了一种将可信度与发送到传输信道、由接收机接收的通信信号各部分结合的方法。
按照本发明，揭示了一种将可信度与发送到传输信道上、由接收机接收的通信信号各部分结合的信号加权权系统。这种系统有一个均衡器，用来对接收机所接收的通信信号进行补偿，从而产生一个经均衡的信号，该信号表示了尚未经传输信道传输的通信信号。一个合成的传输信道对均衡器所产生的径均衡的信号的传送进行合成，产生一个合成的传输信号。发送到传输信道上、被接收机接收的通信信号各部分的值根据由合成传输信道所产生的合成传输信号相应各部分的值进行修改，从而将可信度与接收机所接收的通信信号相结合。
参照下列附图阅读本说明，对本发明将有更深入的理解。在这些附图中
图1为传输信道是多路径信道的发送、接收数字编码信号的通信系统的方框图;
图2为本发明所推出的系统的简化方框图;
图3为本发明所推出的系统中有冲激响应滤波器部分的原理方框图;
图4为本明所推出的系统的方框图，该系统的作用是将可信度与由GMSK调制的信号组成的通信信号相结合;
图5为本发明所推出的系统的另一个实例的方框图，该实例用来将可信度与由GHSK调制的信号组成的通信信号相结合，其中用了一个实滤波器来消除发送到多路径信道上的通信信号的码间干扰;
图6为本发明所推出的系统的又一个实例的方框图，该实例用来将可信度与发送到附有由于存在时变噪声(如同信道干扰)而引起的干扰的多路径传输信道上的通信信号各部分相结合;
图7为其中采用本发明所推出的系统的收发机方框图;以及图8为说明本发明所提出的方法的各步的逻辑流程图。
首先参见图1，所示为一个用标号20总括标记的通信系统的方框图。通信系统20可以发送和接收数字编码信息信号。其中方框24所示为一个模拟信息源，它表示了一个信息信号(诸如语音信号或数据信号)的源。当信息源24是一个语音信号源时，信息源24就包括一个将语音信号变换成一个具有所需特性的电信号的传感器或其它适当的电路。
模拟信息源24所产生的信息信号加到源编码器28。源编码器28将信息源24所加的信息信号变换成一个数字信号，源编码器28例如可以是一个模数变换器，当加上信息源24所产生的模拟信息信号时，就产生一个数字信号。
源编码器28所产生的数字信号加到信道编码器32。或者，可以将一个数字信息源直接接到信道编码器32。信道编码器32根据一种编码技术对所加的数字信号进行编码。信道编码器32是一个块编码器和/或卷积编码器，将所加的数字信号变换成一种经编码的形式，从而增加了该数字信号的冗余度。由于增加了信号的冗余度，因而信号传送期间所引起的传输误差和其它信号畸变就不大会导致对实际所发送的信息的信息内容作出错误的解释。
信道编码器32所产生的编码信号加到调制器36。调制器36根据调制技术将所加的编码信号调制到一个射频载波上。如前所述，可以对数字编码信号进行调制的这类调制技术包括一高斯最小相移键控(GMSK)调制技术。
信息源24、源编码器28、信道编码器32和调制器36一起组成了通信系统20的发射机部分(虚线所围的方框40)。
发射机部分40的调制器36产生一个可以通过自由空间发送到图中虚线框所示的传输信道44上的受调信息信号。如前所述，传输信道通常是一个多路径信道，而调制器36所发送的受调信息信号实际上是发送到一组路径(图中示为一组纵向伸展的方框48A、48B、…、48N)上。只有一条路径是直接路径，其它各条路径在有信号发送到这些路径上时就会导致码间干扰。或者，也可能就没有一条直接路径。方框48A-N所示的各条路径组成了形成传输信道44的多路径信道的相应传输路径。如上所述，由于传送受调信息信号的多路径信道的各条路径的长度不同，因此在各条路径48A-48N上传送受调信息信号所需的时间也不同。此外，形成传输信道44的多路径信道中存在着噪声，当信号在信道44的各条路径48A-48N上传送时，噪声就会叠加到受调信息信号上，这类噪声(图中以箭头52表示)例如有由热噪声所引起的噪声和由同信道干扰所引起的噪声。在多路径信道上传输所引起的干扰和在多路径信道上传输期间所引入的噪声如果接收机不加以补偿就会降低发射机和接收机之间的通信质量。
在传输信道44的各条路径48A-48N上传送的受调信道信号由解调器56接收。收到后，受调信息信号首先加到下变频电路，对所接收的信号进行下变频，这在图中并没有示出。解调器56对所接收的信号进行解调，产生一个解调的信号，加到信道均衡器60。信道均衡器60对由于在多路径信道上传输而导致的受调信息信号码间干扰进行校正。信道均衡电路60产生一个信号，加到信道解码器64。
信道解码器64与发射机部分40的信道编码器32对应，其作用是对经编码的信号进行解码。信道解码器64产生一个数字形式的经解码的信号，加到源解码器68。源解码器65将所加的数字信号变换成适宜信息接收器72应用的形式。信息接收器72例如可以是接收机的耳机或扬声部件，或者是其它可以将电信号(源解码器68产生的以解码的信号)变换成人类可感觉形式的那种转换器。(或者，对于数字信息来说，信道解码器64可以将经解码的信号直接加到信息接收器72)。
解调器56、信道解码器64、源解码器68和信息接收器72一起组成了通信系统20的接收机部分(虚线所围的方框76)。
信道均衡电路60是本发明所推出的信号加权系统，在该系统中将可信度与加到该系统的经解调信号结合起来。信道均衡电路60所产徨的输出信号是一个软判决信号。当这个信号加到信道解码器64时，提供给解码器一个信号可信度的指示，使得信号解码更为精确。
现在转向图2，其中示出了本发明所推出的信号加权系统的简化方框图。通信信号一旦发送到传输信道(如图1所示的传输信道44)上、由接收机接收后就被解调，加到传输线86，输给匹配滤波器92。匹配滤波器92最好是一个自适应滤波器，与多路径信道匹配。匹配滤波器92的各个系数加在传输线98上输给匹配滤波器92。在传输线98上加到滤波器92的系数是信道冲激响应的函数，而信道冲激响应则例如可通过一次信道探测来确定。还应注意到，在传输线86上加到滤波器92的经解调的信号可以是数字信号，包括那些由大量不同的离散电平组成从而接近模拟信号的数字信号。因此，匹配滤波器92在传输线104上所产生的经滤波的信号可以类似接近一个模拟形式的信号，虽然该信号的信息内容是一个数字编码的序列。
匹配滤波器92所产生的信号通过传输线104加到维特毕算法110。匹配滤波器92的作用是增强所接收的信号的有用部分。与信通冲激响应有关的各个系数通过传输线112加到维特毕算法110。匹配滤波器92和维特毕算法110一起构成了一个最大似然序列估计器(MLSE)，如图中虚线所围方框116所示。MLSE116类似于在前面所提到的Ungerboeck的论文中所揭示的最大似然序列估计器。MLSE116最好用装在处理器中的软件算法实现，否则，用硬件实现当然也可以。应该注意到，虽然以下所说明的各优选实例中都有一个MLSE部分，但本发明的这个部分可以用其它结构均衡(如近MLSE或一个判决反馈均衡器)来代替。
维特毕算法110，与常规的一样，形成一个格子结构，当输入传输线104上的数字编码信号时，这个格子结构的算法估计出一个数据序列。这个数据序列形成了一个硬判决信号，加到传输线122。在传输线122上所产生的组成硬判决信号的这个数据序列是对一个实际发送的数据序列(即通过多路径信道输失真不大的接收信号)所作的估计。然而，当在多路径信道上传输由于诸如噪声、瑞利衰落、和/或同信道干扰使所发关的信号遭到显著干扰时，则MLSE所产生的估计序列就可能包括一些对所发送的信号的错误估计。由于这些错误估计加到接收机解码器上会导致对实际发送的信号进行不正确的解码，因此降低了通信质量。所以，需要采用附加误差校正使发射机与接收机之间通信质量的降低成为最小。
因此，按照本发明，MLSE116所产生的硬判决信号不是直接加到解码电路，而是通过传输线122加到比特映射器128。比特映射器128将在传喻线122上的数据序列(收一些逻辑0和逻辑1组成)变换成算术的正、负值。具体地说，将逻辑0变换成+1，而将逻辑1变换成-1。与MLSE116的实现情况相同，比特映射器128最好用装在处理器内的软件算法实现，否则，用硬件实现也可以。比特映射器128在传输线134上产生一个硬判决输出，加到滤波器140。
滤波器140是一个由有限冲激响应(FIR)滤波器构成的自适应滤波器。与匹配滤波器92和维特毕算法110一梓，滤波器140接收(这里是通过传输线146)一些系数，这些系数是最好通过一次信道探测而确定的多路径信道冲激响应的函数。滤波器140的作用是再现传送通信信号的除直接路径外的多路径信道特性。适当地选择加在传输线146上的各个系数就可以阻止再现多路径信道的直接路径。还要注意到，在本发明的这个优选实例中，由于匹配滤波器92集中了所加信号的能量，滤波器140修改成不仅再现多路径信道，而且对匹配滤波器92的工作进行补偿。
就本质上来说，滤波器140合成了传送通信信号的除一条直接路径外的多路径信道。与MLSE116和比特映射器128一样，滤波器140紧好也用装在处理器内的软件算法实现，否则，用硬件实现也可以。滤波器140所产生的信号倒相后加到相加器158。
相加器158上还加了MLSE116的匹配滤波器92在传输线104上所产生的、经过延迟器164适当延迟的信号。延迟器164将在传输线104所产生的匹配滤波器输出信号延迟一段时间，这段时间相当于维特毕算法110、比特映射器128和滤波器140操作所需的运算时间，使得加到相加器158上的这二个信号相互对应。如图所示，传输线104的分支170接至延迟器164，而延迟器164所产生的经延迟的信号通过传输线176加到相加器158。同梓，相加器158和延迟器164最好也用装在处理器内的算法实现。
通过传输线176加到相加器158的信号是由匹配滤波器92产生、经过延迟器164延迟的经滤波的信号。通过传输线152加到相加器158的信号是一个经滤波器140滤波的算术形式的估计数据序列，滤波器140的各滤波系数与传送通信信号的多路径信道的特征相应。由于滤波器140的作用是合成除直接路径外的多路径信道的各个部分，因此在传输线152上所产生的信号代表了在除直接路径外的多路径信道各部分上所传送的各个信号。
将通过传输线152和176加到相加器158上的两个信号相加，使得经滤波、延迟的信号(通过传输线176加到相加器158)的各个值根据通过传输线152加到相加器158上的信号的值改变。由于在传输线176上产生的信号包括了表示通过直接路径所产生的信号的各个值，因此相加器158在传输线184上所产生的输出信号就只包括表示通过直接路径所产生的信号的各个值。表示通过多路径信道的其它各路径所传送的信号则由相加器158减去。在传输线184上所产生的信号的幅度就反映了可信度与数字编码信号各部分的结合。将这样一个信号加到图中方框190所示的信道解码器，可以使信号得到更正确的解码，从而减少了解码错误，提高所得到的通信信号的质量。当用一个卷积编码器作为图1中的信道编码器32时，解码器190最好是一个软判决维特毕解码器。
图3为一个结构上与图2的滤波器140类似的3抽头有限冲激响应(FIR)滤波器的方框图。虽然在优选实例中滤波器140是一个9抽头滤波器，但是图3所示的3抽头滤波器的工作情况是与9抽头的滤波器相似的。
输入信号通过传输线234加到图3的3抽头滤波器(用标号240总括标记)。传输线234上的信号依次顺序加到延迟器248和254。传输线234还接到系数单元260，将传输线234上的信号加到系数单元260。延迟器248的输出端接到系数单元264，将延迟器248所产生的经延迟的信号加到系数单元264。而延迟器254的输出端接到系数单元268，将延迟器254所产生的经延迟的信号加到系数单元268。系数单元260、264、268上还分别通过传输线272、276、280加有输入信号。这些输入信号的值相当于各个是信道冲激响应的函数的系数，系数单元260、264、268的输出端都加到相加器282。相加器282将所加的信号相加，在传输线284上产生一个输出信号。正如从以下所说明的本发明的优选实例可看到的那样，滤波器的中心抽头(这里的系数单元264所产生的输出信号)的值为零，因为加在系数单元264上的输入信号的值为零。
当通过传输线234加到滤波器240的信号是一个由比特值序列形成的硬判决信号时，这样一个序列加到延迟器248、254就会使相应延迟器输出端上的信号具有与通过传输线234所加的数据序列的相邻比特相应的值。9抽头FIR滤波器与图3所示的滤波器240相似，但具有8个延迟器，而不是所示具有2个延迟器(即延迟器248、254)。系数单元也相应增为9个。从所示的3抽头FIR滤波器可见，输入信号以及在两个延迟器输出端上的信号分别具有与所加数据流的三个相继比特相应的值。这些信号由相应的系数单元260、264、268加权。当系数单元260、264和/或268的系数值为零时，则从这些单元就没有信号加到相加器282。某个系数为零，表示在相应的那条路径上没有码间干扰。然而，当由于多路径信道传输引起码间干扰时，系数单元260、264、268的系数中就有一些系数的不为零。例如，如果将延迟器248的输出信号看作为“当前数据比特”，则加在传输线234上的信号就指示了“后继数据比特”的值，而在延迟器254输出端上的信号则指示了“先导数据比特”的值。因此，在传输线284上所产生的和信号是当前数据比特的值以及后继和先导数据比特的值的加权和，从而合成了信号在多路径信道上的传输效应。9抽头FIR滤波器类似地合成了信号在多路径信道上的传输情况，但形成了一个指示更多个数据比特所引起的干扰的信号。
图4为本发明的信号加权系统的方框图。这个系统在通信信号采用差分编码的GMSK调制技术调制时将可信度与通信信号各部分结合起来。信号差分编码的详细情况在文件“GSM解络05.04调制(“GSM Recommendation05.04Modulation”)中有较为详尽的说明。一个采用差分编码的GMSK调制技术调制的信号数学上可以表示为x(t)=ΣK=1∞(-1)ka2k-1p(t-2kT)cos(ωCt)]]>+ΣK=1∞(-1)ka2k-2P(t-2kT+T)sin(ωct)]]>其中αk为各个非差分编码数据比特，取值为+1或-1;
ωc为载波频率，单位为弧度/秒;
T为比特周期;
P(t)为等效基带脉冲，可以近似表示为P(t)＝Cos(πt/2T) 当 -T≤t≤T时0 当 t为其它值时采用复数表示方法，X(t)可以表示为x(t)=Re[ΣK=1∞jk+1akp(t-(k+1)T)ejωct]=Re[X(t)]]]>其中X(t)为实信号X(t)的复数形式(解析形式)，而Re〔 〕为一个对方括号(〔 〕)内的复数取实部的算子。
当这类经GMSK调制的信号被一个GMSK接收机接收时，这个接收机的解调电路(具体地说，是一个正交解调器)工作，消除上列第一个方程中的正弦项，或者说，这相当于通过将上列第二个方程的X(t)复数形式乘以因子e-jwct后再取实部，消除上列第二个方程中的ejwct项。亦即Re[e-jωctX(t)]Re[ΣK=1∞jk+1akp(t-(k+1)T)ejωcte-jωct]]]>=Re[Σk=1∞jk+1akp(t-(k+1)T)]]]>也就是说相当于Re[e-jωctX(t)]=ΣK=1∞(-1)ka2k-1p(t-2kT)]]>
+ΣK=1∞(-1)ka2k-2p(t-2kT+T)]]>由于有(-1)k项，因此经解调的信号的比特是隔对反相的。这种比特时交替反相是差分编码与GMSK调制处理结合的结果。
实际上，是对GMSK信号通过带有可加噪声的多路径信道传播后所形成的接收信号进行解调的。因此，在解调后，复数接收信号可以表示为r(t)=Σk=1∞jk+1akh(t-(k+1)T)+w(t)]]>其中h(t)＝g(t)＊p(t)为整个传输信道(包括多路径信道和接收机、发射机的各滤波器)的响应，而其中的g(t)为多路径信道的复数低通等效冲激响应＊表示卷积;
w(t)为复数高斯可加自噪声;
r(t)为接收信号的复数表示。
由图4可见，正交解调器所产生的经解调的信号通过传输线286加到匹配滤波器292。图4中的宽箭头表示在这上面传送的是复数信号。如上所示，所接收的GMSK信号可以用这种复数表示式来表示。匹配滤波器292是一个包适应滤波器，它的各个系数是信道冲激响应的函数，通过传输线298加到匹配滤波器292，匹配滤波器292的冲激响应可以由方程gmf(t)＝h＊(-t)确定，其中，上标＊表示复共轭运算，而h(t)则为上面所定义的总信道响应。
匹配滤波器292在传输线304上产生一个经滤波的复数信号。这个信号是经过采样的(采样周期为T)，数学上可以用方程Zn=r(t)*gmf(t)′t=lT=Σlin-lan-lsl+w′]]>来表示，其中Sl＝[h(t)＊h＊(-t)1t＝lT;
un为经匹配滤波和采样后的噪声。
在传输线304上产生的复数样本Zn加到复数/实数变换器306，变换器306将所加的复数信号样本变换成实数形式。变换器306所形成的实信号通过传输线308加到接到选择比特倒相器310。倒相器310对交替比特对进行变换，加到维特毕算法314。加到倒相器310的信号的交替比特对被倒相，这是因为这信号在传送前是差分编码的。应该注意到，复数/实数变换器306和选择样本倒相器310的联合效应等效于将复数样本Zn乘以j-n-1后再取实部，也就是说得到的结果是与图2的维特毕算法110相似，维特毕算法314形成一个根据所加信号估计出数据序列的格子结构。通过传输线315一些系数加到维特毕算法314上，这些系数是信道冲激响应的函数。加到维特毕算法314上的取实数值的接收信号可以写成Z1=Σlan-lsl+un′]]>其中取实数值的系数Sl由方程sl＝Re[j-lSl]＝Re[j-l[h(t)＊h＊(-t)]1t＝lT]＝s-l决定。
维特毕算法确定这样一个序列｛αn｝＝｛α′n｝为最相似序列，这个序列使得从各状态｛σn-1｝转移到状态σn的残存度量Jn(σn)Jn(σn)＝αn′zn′+max｛Jn-1(σn-1)-F(σn-1，σn)｝｛σn-1｝-＞｛σn｝为最大。式中σn为维特毕算法的当前状态;
α′n为估计的数据比特;
J为残存度量;
F为由ah1Σlan-lSe]]>给定的可能后继状态转移度量。
这个最大化是对从各可能状态σn-1到状态σn的所有状态转移来取的。
匹配滤波器292、复数/实数变换器306、选择比特倒相器310和维特毕算法314一起组成了最大似然序列估计器(MLSE)316。与图2的MLSE116一样，MLSE316最好用装在处理器内的算法来实现，否则，用硬件实现也可以。
维特毕算法316在传输线322上产生一个数据序列，加到比特映射器328。比特映射器328将二进制数据序列的值映射到算术值上(即，二进制0映射为+1，而二进制1则映射为-1)。比特映射器328在传输线330上产生一个算术数据序列，加到选择比特倒相器332。选择比特倒相器332的工作情况与MLSE316的选择比特倒相器310相似，但作用相反。比特倒相器332的作用是重新引入以上数学表达式的(-1)k项。
比特倒相器332在传输线334上产生一个信号，加到实数/复数变换器336。变换器336的工作情况与MLSE316的复数/实数变换器306相似，但作用相反。变换器336将所加的实数信号变换成复数形式，加到传输线338上。
传输线338上的复数信号加到滤波器340。与图2的滤波器140相似，滤波器340也是一个0抽头的有限冲激响应(FIR)滤波器。但由于要合成GMSK信号的传输情况，滤波吕340是一个复数滤波器。即，由于加在滤波器340上的信号是一个复数信号，因此滤波器340是一个复数FIR滤波器。滤波器340是一个自适应滤波器，其系数由信道探测得出，最好由与以上确定通过传输线315加到维特毕算法314的系数相同的方程来确定。这些系数形式，再通过传输线344加到滤波器340。
滤波器340的作用与图2的滤波器140相同，用来合成一个多路径信道，从而合成出通过传输线338输入的复数信号的传输情况。(同样，可以修改滤波器340的特性来补偿匹配滤波器292的工作)。滤波器340的中心抽头的系数为零，因此传输信号的直接路径没有合成进去，滤波器340在传输线350上产生一个输出信号，加到复数/实数变换器354。复数/实数变换器354将通过传输线350输入的复数信号变换成实数形式，其情况与MLSE316的变换器306相同。
变换器354在传输线356上产生一个信号，这个信号经倒相后加到相加器358。相加器358上还加了一个信号，这个信号是一个由变换器306在传输线308上产生的、经过延迟器364适当延迟的信号。如图所示，变换器306所产生的信号通过传输线370加到延迟器364，而延迟器364所产生的经延迟的信号则通过传输线376加到相加器358。延迟器364将所加的信号延迟一段时间，这段时间相当于维特毕算法314和相继的一些运算(用来合成所产生的数据序列在由滤波器340形成的多路径信道上传输的情况)所需的时间。
与图2的这个简化方框图中的相加器158相同，相加器358在传输线380上产生一个综合的差信号。传输线380接到比特倒相器382。比特倒相器382的作用是消除比特倒相器332在合成信号传输前重新引入的交替数据比特对的比特反相。比特倒相器382在传输线384上产生一个无比特反相的信号。这个信号就可以加到执行解码操作的接收机解码器(即一个类似于图2的信道解码器190的解码器)。
现在转到图5的方框图。所示为本发蝗的信号加权系统的另一个实例，它将可信度与多路径信道所传送的GMSK调制的信号结合起来。图5的这个方框图是本发明推出的采作一个实数FIR滤波器(而不是象图4的实例中所用的复数FIR滤波器)的系统的实现情况。
与图4所示的方框图相同，正交解调器所产生的复数信号通过传输线386加到匹配滤波器392。匹配滤波器392是一个自适应滤波器，它还通过传输线398接收一些是信道冲激响应函数的系数。匹配滤波器392产生一个经滤波的信号，这个信号通过传输线404加到复数/实数变换器406。复数/实数变换器406将通过传输线404所加的复数信号变换成实数形式，加到传输线408上。传输线408接至比特倒相器410。比特倒相器410将所加信号的交替比特对倒相，情况与图4的比特倒相器310相同。比特倒相器410所产生的无反相的信号通过传输线412加到维特毕算法414。维特毕算法414通过传输线415接收一些系数，这些系数是信道冲激响应的函数，可以由用来确定图4中通过传输线315加到维特毕算法314的信道冲激响应的系数的同一个方程来确定。
匹配滤波器392、复数/实数变换器406、比特倒相器410和维特毕算法414，一起组成了一个最大似然序列估计器(MLSE)416。
维特毕算法414形成一个在传输线422上产生一个估计的比特流的格子结构。传输线422接至比特映射器428。与图4的比特映射器328的作用相同，比特映射器428产生一个算术信号，这个信号通过传输线430直接加到滤波器440。滤波器440是一个自适应的9抽头实数有限冲激响应(FIR)滤波器。滤波器440上还加有一些实系数，这些实系数是信道冲激响应的函数。加在传输线442上的系数由变换器444变换成实数形式，然后通过传输线448加到滤波器440。
滤波器440的作用与图4的滤波器340和图2的滤波器140相同，是合成一个多路径信道。(滤波器440也可作适当修改，参匹配滤波器392的工作进行补偿。)同样，滤波器440的中心抽头的系数也为零。当传输线430上的算术信号加到滤波器440时，就对这个信号在多路径信道上的传输进行了合成。滤波器440产生了一个输出信号，这个输出信号通过传输线446，反相后加到相加器458。
具体些说，通过传输线430加到滤波器440上的信号是一个序列｛α′k｝，其中α′k是由上述MLSE估计器估计出的数据比特的算术表示，取值为+1或-1。结果，FIR滤波器440在传输线446上的输出可以用方程Vn=Σk=-44fkan-k]]>表示，其中fk为变换器444根据复数系数Sk所产生的第k个实数FIR系数，即当k≠0时，fα=Re［j-ksn］，而当k＝0时，fk＝0。由以上方程可得出，对于k＝-4，…，0，…，4，fk可精确地表示为Sr4，-Si3，-Sr2，Si1，0，Si1，-Sr2，-Si3，Sr4其中Srk和Sik分别为Sk的实部和虚部。
也可得出，传输线470上的信号与图4的传输线310上的信号相同，可以表示为Zn′=Re[j-n-1zn]=Re[Σlj-n-1jn-1+1an-lSl+j-n-1un]]]>=ReΣlan-lRe[j-lSl]+un′]]>
其中U′n为可加实数噪声。
假设MLSE的判决是正确的，也就是说α′n等于所发送的比特αn，则从以上各方程可以得出，相加器458的输出等于αnS0+μ′n。从MLSE估计理论可知，这个值的大小表示了判决αn的可靠性。这个结论对于MLSE有不多的错误判决情况也近似适用。因此，加法器458的输出可以用作接收机解码器的软判决信号。
加法器458上还加有比特倒相器410在传输线412上产生的、经延迟器464适当延时的无反相信号。比特倒相器410产生的无反相信号通过传输线470加到延迟器464，而延迟器464产生一个无反相的经延迟的信号，该信号通过传输线476加到相加器458。延迟器464将输入信号延迟一段时间，这段时间相当于维特毕算法414和合成在传输线430上的信号的传输情况所需的时间。相加器458产生一个差信号，这个差信号通过传输线484加到接收机解码器进行解码。接收机解码器是一个软判决维特毕解码器。
图6是本发明所推出的信号加权系统的方框图，这个系统还包括将可信度与信号(诸如GMSK调制的信号)的各部分结合起来还按照多路径信道上存在的噪声对信号进行加权的装置。与图5的方框图相同，正交解调器产生的复数信号通过传输线486加到匹配滤波器492。匹配滤波器492是一个自适应滤波器，通过传输线498输入一些系数，这些系数是信道冲激响应的函数。匹配滤波器492产生一个信号，该信号通过传输线504加到复数/实数变换器506。变换器506产生的实数信号通过传输线508加到选择比特倒相器510。比特倒相器510的作用与图5中的比特倒相器410相同，产生一个无反相的输出信号，通过传输线512加到维特毕算法514。维特毕算法514还通过传输线515输入一些系数，这些系数是信道冲激响应的函数。匹配滤波器492、变换器506、倒相器510和维特毕算法514可以一起形成一个最大似然序列估计器(MLSE)，如虚线框516所示。
维特毕算法514形成一个格子结构，其作用是根据通过传输线512输入的信号估计出数据序列。这估计的序列通过传输线522加到比特映射器528。比特映射器528的作用是将输入的二进制值的数据流变换成一些算术值(即一些+1和-1)。比特映射器528所产生的这个算术数据流通过传输线530加到滤波器540。与图5的滤波器440一样，滤波器540是一个9抽头的实数FIR滤波器。滤波器540输入一些实数系数，这些系数是信道冲激响应的函数。加到传输线542上的那些系数由变换器544变换成实数形式，通过传输线548加到滤波器540。同样，滤波器540的中心抽头的系数值为零。(滤波器540的特性可作修改，以便对匹配滤波器492的工作进行补偿。)传输线530上的算术数据流还加到滤波器560。滤波器560也是一个9抽头的实数FIR滤波器，其滤波系数是信道冲激响应的函数。滤波器560合成了一个含有所有多路径信号成分的信道(这时包括与直接路径相应的成分)，输入数据流后就合成了信号在这传输信道上的传输情况。滤波器560形成的信号经倒相后加到相加器562。
相加器558和562上还加有比特倒相器510产生的、经延迟器564适当延迟的无反相的信号。传输线570连接比特倒相器510和延迟器564，而延迟器564在传输线576上产生的经延迟的非负信号则加到相加器558和562。相加器562的输出是一个误差信号Ei，它通过传输线586加到方框588。方框588计算出通过传输线586输入的信号的样本方差。样本方差按方框588内所列方程计算。计算得的样本方差通过传输线590加到方框592，在那里，对样本方差用因子1/Sro定标，如图所示。Sro是匹配滤波器系数的零滞后自相关;此外，Sro是匹配滤波器系数的复数向量与其本身的内积。方框592计算出的经定标的样本方差通过传输线594加到除法器598。除法器598将通过传输线584输入的信号值除以通过传输线594输入的信号，产生一个信号，这个信号通过输线600加到接收机解码器进行解码。
图7示出了一种收发机(用标号700总括标记)。在这种收发机中采用了本发明的信号加权系统。收发机700例如可以是用于蜂窝式通信系统的一个无线电电话机。应该注意到，收发机700的接收机部分在功能上与一个诸如页面机那样的纯接收组件是相同的。因此，本发明的信号加权系统也可用作一个诸如页面机那样的接收机中的一个部件。
经多路径信道传输的信号由天线706接收。如前所述，多路径信道可以是一个噪声的信道，并且由于信号在多路径信道上传输，还会形成码间干扰。
天线706接收的信号通过传输线718加到滤波器712。滤波器712对所接收的信号进行滤波后产生一个经滤波的信号。这个信号通过传输线718加到混频器724。混频器724还通过传输线730接收由频率合成器738根据基准振荡器746的基准信号频率形成的一个本振信号。基准振荡器746所产生的基准信号通过传输线752加到频率合成器738。混频器724对通过传输718输入的信号进行下变频，产生一个经下变频的信号，通过传输线758加到滤波器764。滤波器764产生一个经滤波的信号，通过传输线772加到第二混频器780。
混频器780还通过传输线786接收由振荡器792输出的一个本振信号。振荡器792产生的这个本振信号的频率受基准振荡器746产生的、通过传输线748馈给振荡器792的基准信号的频率控制。混频器780产生一个经第二下变频的信号，通过传输线804加到解调电路810。
解调电路810例如可以是一个正交解调器(如果发送到收发机700的是一个GMSK调制的信号)解调器810产生的经解调的信号通过传输线811加到A/D变换器812，然后馈给匹配滤波器822。
匹配滤波器822是一个如前所述的自适应滤波器，它还通过传输线828接收一些系数，这些系数是信道冲激响应的函数。匹配滤波器822产生的信号通过传输线834加到维特毕算法840。匹配滤波器822和维特毕算法840一起组成了一个MLSE，如图中虚线框848所示。
维特毕算法840产生一个硬判决信号，通过传输线加到比特映射器856。比特映射器856将输入的二进制数据序列的逻辑值变换成算术形式，所产生的算术数据流通过传输线864加到自适应滤波器872。如前所述，自适应滤波器872是一个9抽头的FIR滤波器，对多路径信道的各部分进行合成(即FIR滤波器合成了除直接路径外的多路径信道)。滤波器872通过传输线880输入一些系数，这些系数是信道冲激响应的函数。
滤波器872产生的信号通过传输线888加到相加器896。相加器896上还加有由滤波器822在传输线834上产生的、经延迟器904适当延迟的信号。相加器896所产生的差信号通过传输线910加到信道解码器918。信道解码器918通常是一个软判决卷积解码器。解码器918对输入的软判决信号进行解码，从而产生一个经解码的信号，这个信号通过传输线924加到语音解码器926。语音解码器926产生的信号通过传输线928加到诸加扬声器那样的转换器930，交经解码的信号变换成人类可感觉的形式。虚线框940内各标记为标号822-896的电路器件与图2的信号加权系统的方框图中的相同。图4、5或6的信号加权系统同样可以用来构成方框940。
图7这个方框图还示出了收发机700的发射部分，这部分由语言/源/信道编码器948(可以是一个诸如拾音器那样的传咸器)、调制器956、混频器960、偏置振荡器958、混频器962、滤波器968和放大器974组成。放大器974产生的经放大的信号通过传输线980馈给天线706发送出去。
现在来看图8的逻辑流程图。图中示出了本发明的将可信度与通过传输信道传送、由接收机接收的通信信号各部分结合起来的方法的几个步骤。首先，如方框980所示，对接收机所接收的通信信号进行均衡补偿。其次，如方框984所示，产生一个指示在传输信道上传送前的通信信号的经均衡的信号。以后，如方框988所示，合成经均衡的信号的传送情况(除直接路径外)，从面得到一个经合成的传输信号。最后，如方框992所示，根据与所合成的信号各部分相应的值改变经传输信道传送、由接收机接收的通信信号各部分的值，从而将可信度与接收机接收的通信信号结合起来。
虽然本发明结合示于各图的优选实例作了说明，但可以理解，也可以采用其它类似的实现方案。所说明的完成本发明的同样功能原这些实例可作一些修改和补充，这并不偏离本发明。例如，虽然优选实例用的是一个二进制16状态的MLSE信道均衡器和一个9抽头的FIR滤波器来重现多路径信号。但就一般而言，对于M进制编码的信号在延迟长达L个码周期的多路径信道上传输的情况，就要用一个M进制ML状态的MLSE均衡器和一个2L+1抽头的FIR滤波器来重现多路径信号。此外，本发明并不限作于多路径移动无线电信道，本发明可以用于其它遭遇码间干扰的信道，其中包括微波无线电中继线路、卫星通信信道、电缆信道等等。因此，本发明不局限于任何个另具体实现，本发明的专利权保护范围如以下所附各项权利要求所列。
权利要求
1.一种将可信度与在传输信道上传送、由接收机接收的通信信号各部分结合起来的信号加权系统，这种系统包括均衡装置，该装置形成一个均衡器，用来均衡接收机所接收的通信信号，从而产生一个经均衡的信号，该信号象征了在传输信道上传输前的通信信号；传输合成装置，该装置形成一个合成的传输信道；用来对由均衡装置所产生的经均衡的信号的各部分的传输情况进行合成，从而产生一个合成的信号，该信号表示了分别在多路径信道的一些一定路径上传送的各信号；修正装置，该装置用来根据传输合成装置所产生的合成信号的各部分的值对在传输信道上传送、由接收机接收的通信信号的相应部分的值进行修正，从而将可信度与接收机接收的通信信号结合起来。
2.权利要求1所提出的信号加权系统，其中所述均衡装置形成的均衡器包括一个最大似然序列估计器。
3.权利要求1所提出的信号加权系统，其中所述均衡装置在通信信号是一个复数通信信号时还包括形成一个复数/实数变换器的装置，用来将复数通信信号变换成实数形式。
4.权利要求1所提出的信号加权系统，其中所述经均衡的信号的传输合成装置至少包括一个自适应滤波器。
5.权利要求4所提出的信号加权系统，其中所述自适应滤波器是一个有限冲激响应滤波器。
6.权利要求4所提出的信号加权系统，其中所述传输合成装置包括一个第一自适应滤波器和一个第二自适应滤波器，第一自适应滤波产生一个第一合成信号，该信号表示了在合成的传输信道上所形成的码间干扰的电平，而第二自适应滤波器产生一个第二合成信号，该信号表示了在合成的传输信道上所形成的时变噪声的电平。
7.权利要求6所提出的信号加权系统，其中所述修正装置根据第一合成信号和第二合成信号各部分的值分别对通信信号相应部分的值进行修正。
8.权利要求1所提出的信号加权系统，其中所述传输合成装置还包括合成复数调制信号的装置。
9.权利要求1所提出的信号加权系统，其中所述修正装置包括相加装置，用来将在传输信道上传送、由接收机接收的通信信号各部分分别与由传输合成装置产生的合成信号相应部分反相相加。
10.权利要求9所提出的信号加权系统，其中所述相加装置产生一个软判决的输出信号，在这个信号中对在传输信道上传送、由接收机接收的通信信号各部分的值所作的修正指示了与接收机所接收的通信信号有关的可信度。
全文摘要
本发明推出了一种将可信度与在多路径信道上传送、由接收机(700)接收的通信信号各部分结合起来的信号加权系统(86—190；286—384；386—484；486—600；940)。接收机(700)接收的信号由诸如最大似然序列估计器那样的均稀电路(116；316；416；516；822—840)均稀，所产生的径均衡的信号加到合成多路径信道各部分的自适应滤波器(140；340；440；540—560；872)。根据由自适应滤波器所产生的经滤波的径均衡信号的各个值对接收机接收的信号进行修正(158；358；458；558—598；896)。
文档编号H04B3/14GK1065765SQ92101139
公开日1992年10月28日 申请日期1992年2月27日 优先权日1991年2月28日
发明者大卫·E·保斯, 菲利普·D·拉斯基, 付韵玲 申请人:莫托罗拉公司