专利名称：用于射频接收机的改进的采样系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种改进的射频(rf)接收机系统，具体地说，涉及一种这样的接收机系统，其中接收信号的采样在中频(IF)带中进行。
为了更好地理解本发明解决的问题，请参看
图1，其中示出了现有技术中常规的TV接收机的部分，其对于残留边带(VSB)利用基带采样或正交幅值调制方式操作。这接收机使用同步检测器和模拟导频音恢复环，如图1中方块20所示。对于VSB信号，只需要一个信道(即I信道，包括混频器21、滤波器28和ADC 29)，因而，只要求一个模数(即ADC 29)转换器。不过，需要基本数量的电路用于进行同步检测，这从图1所示的块20中可明显看出。
在图1中，接收的rf输入信号9通过第一带通滤波器(BPF 10)、放大器(AMP11)、混合AMP11的输出和第一本地振荡器(LO1)的输出的混频器(MX1)、第二带通滤波器(BPF14)、混合BPF14的输出和第二本地振荡器(LO2)的输出的第二混频器(MX2)、第三带通滤波器(BPF17)和IF放大器18传递，从而在放大器18的输出端产生IF信号e1。在图1中，IF输出具有6MHz的带宽中心频率大约为44MHz。IF信号e1被送到混频器21的一个输入端，其另一个输入端被供给第三本地振荡器(LO3)的输出。规定为同相(I)信号的混频器21的输出被送到抗混淆低通滤波器(AALPF)28的输入端。然后，AALPF28的输出被送到N位模数转换器(ADC)29。ADC 29的输出被送到基带解调器片32的输入端。此外，导频低通滤波器(导频LPF)24具有和混频器21的I输出相连的输入和与限幅器25的输入相连的输出，限幅器25具有和混频器26的输入相连的输出。
当使用正交幅值调制(QAM)方式并需要译码时，则出现另一个问题。因为QAM具有同相(I)输入和正交(Q)基带输入，所以需要第二模拟信道和第二A/D转换器用来译码输入数据。这示于图1中，其中信号e1被加于混频器22的一个输入端，其另一输入端连接LO3的输出，用来产生正交(Q)输出信号。Q信号被送到抗混淆低通滤波器(AALPF)31的输入端，其输出被送到N位模数转换器30的输入端。ADC 29和30用来在基带频率范围内采样信号。ADC 29的基带输出IB和ADC 30的基带输出QB被送到定时恢复电路34的输入端和位于解调器32内的AGC电路36的输入端。
模拟导频环包括在混频器26中混合的来自混频器22的Q输出和来自限幅器25的I输出，其输出被加于导频低通滤波器(LPF)27的输入端。导频LPF 27的输出是一个模拟信号，它被加于第二本地振荡电路(LO2)的输入端并对其进行控制。现有技术电路的分析表明存在若干问题。
首先，在存在为产生I和Q函数所需的同步检测器元件的复杂性的问题。
第二，由于混频器和滤波器的元件容差，很可能使两个模拟信道(混频器21和AALPF 28；混频器22和AALPF 31)对正在传送的信号的幅值和相位具有不同的响应。这对性能的质量有不良影响。在标题为“Asymmetric Baseband Equalization”作者为Hikmet Sari和GeorgesKaram的文章中(IEEE Transactions on Communications，Vol.36，No.9，September，1988)提出过解决这一问题的办法。但是，其中提出使用不对称的结构，它要求的抽头多达常规对称均衡器的两倍并要求两部的自适应控制。
注意如图1所示的现有技术中教导过进行基带级的采样(即AALPF28和31的输出)。在基带电平缓冲器中进行采样是因为a.在调制器载波上正交不完善；b.在I和Q基带模拟信道之间幅值不平衡；以及c.在I和Q基带模拟信道之间相位不平衡。
因而，本发明的目的在于用一种较简单的系统解决这些问题，该系统使用较少的元件并避免沿两个不同通道传送和产生I、Q信号而在信号中引入不同相位和不同幅值因素的问题。
使用本发明的系统包括用来控制高清晰度电视(HDTV)接收机的前端的调谐器和IF级的装置，使接收机能够运用残留边带(VSB)和数字调制的正交幅值调制(QAM)方案。
在使用本发明的系统中，IF级的输出被采样，而在现有技术中一般是在基带级中采样。
使用本发明的系统不需要在现有技术中那样多的同步检测器电路。因而降低了电路的费用。此外，或许是更重要的，VSB和QAM信号沿着同一个模拟信道通过。因而没有对进入的信号引入不同的延迟和不同的增益系数的两个不同的通道。
在附图中，相同的符号表示相同的元件。其中图1是按照现有技术具有基带采样的高清晰度TV(HDTV)接收机的方块图；图2是按照本发明的具有IF级采样的HDTV接收机的部分方块图；图3是与图2的电路有关的波形图；以及图4是按照本发明的具有IF级采样的另一种HDTV接收机的部分方块图。
图2以方块的形式表示使用本发明的系统。接收机的输入部分类似于现有技术的输入部分。即，包括范围从50到800MHz信号的RF输入9加到带通滤波器10，其输出“A”加到放大级11的输入端，放大级11的增益由自动增益控制(AGC)电路40控制。放大器11的输出和第一本地振荡器LO1的输出被加到第一混频器MX1。混频器MX1的输出“B”加于920MHz带通滤波器14的输入端。刚刚说明的部分和图1所示的现有技术电路相同。
在图2中，带通滤波器14的输出“C”和第二本地振荡器LO2的输出加于第二混频器MX2，在那里进行混频。混频器MX2的输出“D”加于带通滤波器16的输入端。在图2中，LO2的中心频率为882、34MHz，带通滤波器16设计的中心频率为37.66MHz。对于选择LO2的882.34MHz的中心频率和选择中心频率为37.66MHz的带通滤波器16的重要性讨论如下。带通滤波器16的输出E被加于IF放大器18的输入端，其增益被来自AGC电路40的一个或几个信号控制。放大器18的输出elm被加于转换电路50的输入端。信号E和elm处于中心频率大约为37.66MHz的频带内，如图3中由IF OUT表示的波形所示。
再参见图2，elm被加到以每秒43.04兆次采样(MSPS)操作的采样与保持(S/H)电路51的输入端。采样和保持电路51例如可以是如Analog Device AD 9101的电路，或任何可利用的其它电路。S/H 51的输出G具有如图3由S/H OUT表示的频谱。如图3所示，中心频率为37.66MHz的信号带IF OUT被降频转换为5.38MHz的中心频率，具有中心频率为-5.38MHz的镜象。信号的带宽围绕中心频率扩展±2.69MHz。注意S/H输出还包括中心频率为37.66MHz的信号带，具有中心频率为48.42MHz的镜象。S/H输出也包括分别具有中心频率为-37.66MHz和-48.42MHz的信号带。还注意到，在图3中可能具有由垂直箭头表示的导频音(PT)信号。
S/H 51的输出(G)被送到抗混淆低通滤波器(AALPF)53，从而产生具有图3中用AALPF OUT表示的频谱的输出(H)。滤波器53消除了具有5.38MHz中心频率和具有-5.38MHz的中心频率的镜像的信号外面的所有信号。滤波器53的输出(H)被加到N位模数转换(ADC)电路52的输入端，模数转换电路52以21.52MSPS的转换或采样速率操作。ADC 52例如可以是10位的ADC，例如由SignalProcessing Technologies制造的SPT 7855或任何类似的可利用的电路。A/D转换器52的输出(P)具有图3中以A/D OUT表示的波形所示的频率响应。因为在A/D OUT中周期的重复不重叠，所以A/D转换器的采样处理没有混叠。
S/H 51在43.04MHz的频率下操作，即使信号带宽仅为6MHz。因为S/H 51必须为具有处于34-40MHz之间的范围内的频率成分的信号被设计。这样，当存在这种高的中心频率(即37.66MHz)时，就不能简单地使用以两倍于6MHz信号带的带宽(12MHz)进行采样的A/D转换器。
这样，虽然S/H 51以43.04MHz的采样频率采样，但是如上所述，不需要43.04MHz的模数转换频率。S/H51用来通过采样处理把IF中心频率从37.66MHz转换到5.38MHz。如图3的S/H OUT波形中所示，转换的S/H输出信号(G)的带宽将向上扩展到8.07MHz向下扩展到2.69MHz。这样，21.52MHz的A/D采样频率(由在线80上提供的来自电路321的信号控制)将满足奈魁斯特准则。
在图2的电路中使用两个采样频率。S/H51使用一个采样频率(43.04MHz)，A/D转换器52使用另一个采样频率(21.52MHz)。因此，抗混淆低通滤波器(AALPF)53被插入在S/H51的输出和ADC52的输入之间。这确保A/D转换器的采样处理不经受10.76MHz的能量，从而满足ADC 52的奈魁斯特准则。这样，在图2中，通过线90向S/H51提供43.04MHz的采样时钟，并向ADC 52通过线80提供21.52MHz的采样时钟。相反，在图1的基带方案中，需要两个(2)ADC转换器(29和30)，通过线85向ADC 29和30提供10.76MHz那样低的采样时钟。
图1和图2的比较说明，图1的同频检测器20已经有效地被采样和保持电路51代替，并且图2的系统对于VSB或QAM只要求一个N位A/D转换器。
和图1的现有技术有关的问题已经被消除了，并且不需要不对称的均衡器。
因此，在使用本发明的系统中，电路的复杂性已被减少了，同时改善了性能。不过，应当注意，图2的系统需要和图1的解调器32不同的解调器320。通过比较图1的解调器的前端和图2的解调器的前端可以看出其差别。图2的解调器320包括Hilbert滤波器328、定时恢复电路321、AGC电路322、解调器323、LO2调整电路325、加法器326和固定的载波解调表324。需要Hilbert滤波器，以便精确地产生为QAM方式产生的正交相关的信号I和Q。
来自ADC 52的N位输出P被送到Hilbert滤波器328的输入端。Hibert滤波器在本领域内是公知的，并被讨论过，例如“Digital SignalProcessing”，A.Oppenheim and R.Schafer，Ch.7，Prentice Hall，1975；以及“Theory and Application of Digital Signal Processing”，L.Rabinerand B.Gold，pp.71-72，Prentice Hall，1975。
Hilbert滤波器328可以由标准的设计程序产生。ADC 52的输出(P)被加到具有两个输出(h1，h2)的Hilbert滤波器328的输入端，其中h1输出代表滤波器输出的实部分量，h2输出代表滤波器输出的正交分量，h2输出用于QAM。对于VSB方式，h2可被设为零，借以除去任何的虚部信道。Hilbert滤波器的h1和h2输出可被用于调节第二本地振荡器LO2的频率。如图2所示，h1和h2被加于LO2调整电路325的输入端，调整电路325具有通过线70向LO2提供的输出z。输出z信号的施加使得以例如60KHz的预定的量化步除去在所选的信道内的频率偏移。
一般说来Hilbert滤波器的作用如下借助于通过线性相位对称脉冲响应进行滤波而获得一个输出(例如h1)，而借助于通过线性相位反对称脉冲响应进行滤波获得另一个输出(例如h2)。在本系统中，Hilbert滤波器作为实数输入复数输出的数字滤波器，旨在用于QAM调制，从而把接收到的信号分成实部和虚部。对于VSB方式，Hilbert滤波器只通过接收的信号的实部分量，因为调制是一维的。对于VSB方式接收机被编程，使得忽略h2虚部分量。这根据保持在主微处理器400中的描述VSB系统的配置数据来实现。虽然没有详细说明，但应当理解，响应加于主微处理器400的VSB控制信号401或加于微处理器400的QAM控制信号403，微处理器400控制所述功能的正确的操作。
LO2调整电路325还提供信号r1到加法电路326。信号r1代表在LO2已被调整为规定的60HHz的发送机频率之内后，为除去残留的频率偏移所需的校正。在线r1上的信号代表加到固定载波角上的补角，以便完全对基带解调Hilbert滤波器的输出。固定载波角由固定载波解调器表电路324产生，电路324产生加于加法器(求和器)网络326的输出信号r2。加法器网络326用来使r1和r2信号相加，并产生输出信号S1和S2，它们是用于解调的合成角的正弦和余弦，所述解调以采样频率实现。
信号r1可以通过位于LO2调整电路325之内的锁相环(PLL)电路产生。一般地说，这电路不能处理在LO2中预测的那样多的偏移(大约1MHz)。因此，在操作这个环之前，偏移的主要部分通过信号乙除去。信号r2通过查表方法产生，详述如下。
来自加法器326的两个输出S1，S2被送到解调器323，解调器323的其它的输入是来自Hilbert滤波器328的h1和h2。对于VSB方式，只使用输出h1，而把h2设为零。解调器323在其输出端产生基带信号I和Q，它们分别通过线62和61被连到定时恢复电路321和AGC电路322。
在线62和61上分别产生的I和Q信号是在图1的现有技术系统中在ADC 29和30的输出端产生的I、Q信号的数字等效信号。
按照本发明产生的I、Q信号具有如下优点1.对于每一种实现，在所有频率上I、Q都精确地具有90度的相位差。而在现有技术中是近似90度的相位差，并且同样设计的多个接收机之间的相位差不同。这是由于，按照本发明，I、Q信号通过数字Hilbert滤波器得到，而在现有技术中是通过模拟电路装置得到的。
2.和图1相比，I、Q信号具有精确地被控的幅值特性，而图1中的分量允差会引起在多个实现之间的幅值改变的不一致。
定时恢复电路321处理作为输入接收的I、Q信号，因为对于QAM发送的信号是使用发送的I、Q信号而产生的。在处理之后，定时恢复电路321产生时钟信号，该时钟信号被锁定于发送机时钟信号。
定时恢复电路321产生43.04MHz的采样信号，通过线90供给S/H51，并产生21.52MHz的采样信号，通过线80向ADC52提供。43.04MHz的时钟可利用在块321内部产生的控制输入信号通过43.04MHz的电压控制的晶体振荡器产生。21.52MHz的时钟信号可通过简单的除以2的电路产生，对该电路输入43.04MHz的时钟信号。
AGC 322产生通过线75连接到AGC控制电路40的输出信号“U”。信号U是数字信号，这和现有技术的模拟控制不同。数字信号U可被AGC电路40通过把表示该信号的位串行传递到例如多个D/A转换器(MDAC)而利用，MDAC对于数字控制的AGC是一种标准元件。
在图2的系统中，对于基带系统，定时恢复电路321和AGC电路322位于数字妥调器323之后，基带系统包括固定载波解调器查表电路324，〔对于VSB为n(2π/8)，对于QAM为n(2π/4)〕，以及用于校正LO2的任何频率偏移的LO2调整电路325。对于VSB系统，LO2调整方案是数字导频音跟踪环。QAM系统也需要调整LO2，但是为这一目的可以不包括导频音。QAM方案可以完全是数字式的。作为固定载波和由LO2调整电路产生的任何偏移之和的总角度在加法器326相加。对于VSB的LO2调整电路的设计可以采取和图1所示的模拟环相类似的形式，其中包括块24，25，26和27，也可以包括其它变化。QAM环可以不用导频音的帮助被导出。
首先考虑VSB系统的操作，如图3垂直箭头所示的导频音的跟踪通过使用位于在解调器块320中的LO2调整电路325内的数字相位跟踪环被数字式地实现。LO2调整电路325输出粗调整控制信号(乙)，通过线70供给LO2。即数字相位导频音跟踪环试图除去在某一频率范围(例如60KHz)内的导频上的频率偏移。如果偏移大于60KHz，则跟踪环通过控制线70使LO2以每步60KHz进行变化，直到偏移处于60KHz之内。粗调和细调(细调由提供给解调器323的信号r1和r2进行)可以被贮存在存储电路中的信道变化电路(RAM)上，它位于随后使用的主微处理器400的解调器块上。这一特点利用现有技术的模拟锁相环是不可能的。
下面讨论该系统用于数字解调两个不同载波的情况。一个载波用于VSB系统，另一个载波用于QAM系统。需要选择对于两种方案允许使用非常简单的数字解调的中频(IF)频率。因为在这种应用中，QAM和SVB波特速率由系数2关联(分别为5.38MHz和10.76MHz)，对于VSB和QAM，需要以21.52MHz的采样速率采样A/D转换器52。为了满足奈魁斯特准则，在采样之前插入10.76MHz的抗混淆低通滤波器(AALPF)53。这意味着采样和保持电路51必须从37.66MHz移动频谱，如图3的波形S/H OUT所示。
对于IF带通滤波器16，中心频率被选择为37.66MHz，从而可以由固定的载波频率通过非常简单的角度实现数字解调。这种利用载波的解调具有e(-jwcnTs)的形式，其中WC等于2πfc，fc是载波频率，n是整数，Ts等于1/fs，fs是采样频率，在此频率下采样ADC 52。
注意用来对基带信号的采样数据进行最后转换的解调角是e(-jwcnTs)的函数，它等于CoswcnTs-jsinWcnTs，其中Wc＝2πfc，Ts＝1/fs。通过选择fc等于kfc，其中K是有理数，解调角的表达式筒化为e(-j2π n/k)对于VSB，fc是2.69MHz，对于QAM，fc是5.38MHz。对于两种系统，fs为21.52MHz。因此，对于QAM K的值等于4，对于VSB则等于8，从而使QAM的解调角是n(2π/4)的函数，对于VSB的解调角是n(2π/8)的函数。作为一个说明性的例子，对于QAM和VSB，解调角的值可以对于不同的n值计算如下对于QAMncos(2π/4)(n) sin(2π/4)(n)1 0 12-1 03 0-14 1 0对于VSBncos(2π/8)(n) Sin(2π/8)(n)1
2 90＝0 13
4 180＝1 05
6 270＝0 17
8 360＝1 0通过合适地择选fc对fs的频率关系，可以产生解调角，这可以通过查很小的表容易地实现。如上所示，QAM的情况下，可以通过对Sine表的第5行增加一个“1”把8个Sine和cosine的值合并为只有5个的不同值，并且注意到，通过对表内的Sine指针加工便可以从Sine表中产生cosine。这样，对于Sine或cosine，QAM需要只有5个值的表，其值是0或±1。类似地，在VSB情况下，对于Sine或cosine，需要10个值的表，其值是0，±1或
。这些表可以存储在ROM 300中，它位于固定载波解调器表324内，根据主微处理器400选择的方式(VSB或QAM)进行访问。注意如果选择不同的IF频率(不是37.66MHz)，则所需表的尺寸可以有显著变化。
选择S/H采样频率(fsA)为43.04MHz，使得A/D(fsB)采样时钟可以通过简单地除以2从S/H时钟中导出(21.52Hmz)。使用21.52MHz作为采样时钟是有利的，因为对于VSB和QAM所需的系统的符号速率分别为10.76MHz和5.38MHz。不仅通过用4或8除以43.04MHz可以容易地用这种方法产生符号时钟速率，而且用2进行抽样也是简单的。这就是说，对于VSB或QAM，由其它接收机功能(function)所需的任何符号速率处理必须分别用2或4对采样数据流抽样。利用所选择的采样速率和符号速率，意味着对于在所需的符号速率输入下处理时，对于VSB而言，简单地丢弃两个采样中的一个，对QAM而言，则简单地丢弃每4个采样中的3个。如果选择一个是符号速率的有理比(rational ratio)的〔即(n/m)(21.52)〕不同的采样速率，则在符号速率处理的输入端需要更复杂的内插/抽样处理。按照本发明的采样/符号比，可以避免复杂的内插/抽样处理。
应当理解，通过改变S/H采样速率，本发明可以用于任何的IF频率。例如，假定需要使用标准的44MHz IF滤波器代替37.66MHz滤波器16。这时S/H必须以49.38MHz的采样频率操作(即在IF滤波器16的中心频率上加上5.38MHz)。其结果应当给出和图3所示的在S/H输出端的相似的频谱。此时AALPF输出可以在21.52MHz速率下采样。不过，此时的缺点在于，21.52和49.38不能通过一个简单的比如对于43.04和21.52所设定的2∶1关联起来。使用这样一个比率将增加时钟发生电路的复杂性。此外，这样的比也增加采样时钟的不稳定性。
因而，在使用本发明的系统中，最好(虽然并非必须)把IF滤波器16的中心频率设定为37.66MHz。这种滤波器不是标准的。但是，现有的技术允许以声表面波(SAW)滤波器的方法设计这种滤波器。
此外，例如如果在同一电视机内模拟的NTSC TV和数字HDTV同时存在，可不必以43.04MHz采样S/H，这是因为在模拟的NTSC TV信号中当前使用的44MHz IF频率会受到预期的干扰。如果不希望改变模拟的NTSC IF频率使其适合于数字IF频率37.66MHz，则可以采用75.334MHz电压控制的石英晶体振荡器，当被2除之后，则产生37.66MHz的S/H采样速率。这一频率(75.334MHz)不再和模拟的NTSC IF频率范围相符。此外，对于数字HDTV，如果不使用37.66MHz的IF频率，则必须改变为32.39MHz，以便得到图3中的AALPF频谱。此时，产生21.52MHz的采样时钟需要一个2/7倍的乘法器乘以主石英振荡器频率(即75.334MHz)。这比对于43.04MHz的采样和保持速率简单地除以Z要更复杂，并可引起采样时钟较大的不稳定性。
在图2的系统中，AGC控制40由模拟的IF电路和数字AGC块322的组合得到，块322位于A/D转换器52的后面。IF电路作为AGC的补充，因为如果没有IF AGC控制，则A/D转换器52会出现饱和而引起问题。使用这种方法和完全使用数字AGC方法相比，再需要一个AGC而引起的延迟是较短的。
如图4所示，使用本发明的系统对于电路50可以使用另一种方案。这就是使用43.04MHz的A/D转换器，它具有本身的以43.04MHz操作的内部采样和保持电路以及数字转换。例如，在图4中的转换器电路501将代替图2中的转换器电路50。在图4中，在N位的ADC 521的输入端(H)连接放大器18的输出，用来接收IF信号elm，并把其N位的输出(P)送到Hibert滤波器328的输入端。注意这种结构不需要图2中的AALPF或外部S/H，也不需要图1中的AALPF 28、31。这是因为图4只有一个采样处理，而图2中有两个。不过，图4的ADC 521必须能够以图2中的ADC 52的频率的两倍操作。定时恢复电路321向ADC 521提供43.04MHz的同步采样信号。
由ADC 521采样的IF信号elm是图3所示的6MHz带宽的IFOUT信号，其中心频率为37.66MHz，向上扩展+3MHz达到40.66MHz，向下减3MHz成为34.66MHz。
通过以43.04MHz的频率采样IF信号，便产生一个信号带，它的中心频率为-5.38MHz，在-8.07MHz和-2.69MHz之间扩展。本申请人认为“负”的IF频率分量产生一个镜像，它处于2.69MHz和8.07MHz之间，中心频率为5.38MHz。此外，利用43.04MHz采样形成其它的重复，如图3中波形S/H OUT所示。再参见图2，因为第一采样频率为43.04MHz，第二采样为21.52MHz，所以必须借助于AALPF 53除去在10.76MHz以外的模拟能量。与此相反，在图4的系统中，只在43.04MHz下进行采样，因为在S/H OUT的混叠不明显，所以不需要AALPF。这样，对于图4的结构，因为只有一个采样处理，所以由S/H OUT表示的频谱实际上是A/D转换器的输出的频谱。此外，因为没有大约1/2采样频率的重叠〔1/2(43.04＝21.52MHz)，所以没有显著的混叠。
本申请人还发现，为了满足奈魁斯特准则并产生图3中波形S/H OUT所示类型的所需的带宽信号，ADC 521不必以两倍于40.66MHz的最高频率采样。
重要的是注意到在使用本发明的系统和电路中，被采样的是IF信号，这样，只需要第一第二本地振荡器和两个混频器来把IF输入信号降频转换为中频带，然后对此IF带采样，以便解调有关的I、Q信号。重要的还在于，注意到I、Q信号通过同一电路产生，从而使I、Q信号的相位和幅值不受沿不同通路的不同分量值的影响。
权利要求
1.一种射频(rf)接收机，包括适用于用来接收许多不同的数字调制的rf输入信号中的一个或几个信号的输入端子；具有输入端和输出端的转换装置；把所述转换装置的输入端连接到所述输入端子的装置，用于降频转换rf输入信号并在所述转换装置的输出端产生中频(IF)信号；以及采样装置，具有以所述转换装置的输出端的输入端用来数字采样中频信号，并具有用来响应rf输入信号产生基带信号的输出端。
2.如权利要求1所述的射频(rf)接收机，其中所述的输入端子适用于接收许多不同的数字调制的输入信号中的一个或几个信号，其中包括正交幅值调制(QAM)的和残留边带(VSB)rf输入信号；以及其中所述的采样装置包括用来响应QAM rf输入信号在其输出端产生同相(I)基带信号和正交(Q)基带信号，并响应VSB rf输入信号产生同相(I)基带信号的装置。
3.如权利要求1所述的射频(rf)接收机，其中所述的接收装置包括第一混频器和第二混频器，每个混频器具有一个输入端和一个输出端；第一本地振荡器(LO1)和第二本地振荡器(LO2)，每个本地振荡器具有一个输出端，用来产生频率信号；用来把LO1的输出和rf输入信号连接到第一混频器的输入端的装置；用来把第一混频器的输出连接到具有第一中心频率(fc1)和带宽为Bhz的第一带通滤波器(BPF1)的输入端，从而在BPF1的输出端产生中心频率为fc1带宽为Bhz的第一输出信号(fo1)的装置；用来把BPF1的输出和第二本地振荡器的输出连接到第二混频器的输入以便降频变换rf信号的装置；以及用来把第二混频器的输出连接到第二带通滤波器(BPF2)的输入的装置；所述BPF2只有第二中心频率(fc2)和带宽Bhz，并且BPF2具有用来限定第一转换装置的输出的输出端，在此输出端产生中频信号，其中心频率等于fc2，其带宽等于Bhz。
4.如权利要求1所述的射频(rf)接收机，其中的采样装置包括具有输入端、输出端和时钟输入端的采样与保持电路(S/H)；具有输入端和输出端的低通滤波器；以及具有输入端、输出端和时钟输入端的模数转换器(ADC)；把S/H的输入连接到转换装置的输出，并把S/H的输出连到低通滤波器的输入的装置；把低通滤波器的输出连接到ADC的输入的装置；以及用来向S/H的时钟输入端提供具有频率为f3的采样信号并用来向ADC的时钟输入端提供频率为f4的装置，其中f3是f4的一个有理数的倍数。
5.如权利要求4所述的射频(rf)接收机，其中频率f3是频率f4的2倍(即f3＝2f4)。
6.如权利要求1所述的射频(rf)接收机，其中所述的采样装置包括唯一的一个单独的模数转换器(ADC)，它具有连接到所述第一转换装置的输出和输入端，用来数字采样所述IF信号并产生基带信号。
7.如权利要求1所述的射频(rf)接收机，其中的采样装置包括模数转换器(ADC)，它具有信号输入端口，信号输出端口和用来施加采样信号的时钟输入端；以及其中的ADC的信号输入端口被连接到转换装置的输出端，ADC的信号输出端口被连接到信号解调器电路。
8.如权利要求2所述的射频(rf)接收机，其中所述转换装置包括第一混频器和第二混频器，每个混频器具有输入端和输出端，第一本地振荡器(LO1)和第二本地振荡器(LO2)，每个本地振荡器具有用来产生一个频率信号的输出端；把LO1的输出和rf输入信号连接到第一混频器的输入端的装置；把第一混频器的输出连接到具有第一中心频率(fc(1)和带宽Bhz的第一带通滤波器(BPF1)的输入端，用来在BPF1的输出端产生具有第一中心频率fc1和带宽Bhz的第一输出信号(fo1)的装置；把BPF1的输出和LO2的输出连接到第二混频器的输入端，用来降频变换rf信号的装置；以及把第二混频器的输出连接到第二带通滤波器(BPF2)的输入的装置；所述BPF2具有第二中心频率(fc2)和带宽Bhz，并且具有限定第一转换装置的输出的输出端，用来在其上产生中频信号，其中心频率为fc2，其带宽为Bhz。
9.如权利要求8所述的射频(rf)接收机，其中的采样装置包括具有输入端、输出端和时钟输入端的采样与保持电路(S/H)；具有输入端和输出端的低通滤波器；以及具有输入端、输出端和时钟输入端的模数转换器(ADC)；把S/H的输入连接到第一转换装置的输出并把S/H的输出连接到低通滤波器的输入的装置；把低通滤波器的输出连接到ADC的输入的装置；以及向S/H的时钟输入提供具有频率f3的采样信号并向ADC的时钟输入提供具有频率f4的采样信号的装置；并且其中f3是f4的有理倍数。
10.如权利要求9所述的射频(rf)接收机，其中接收机，其中频率f3是频率f4的两倍(即f3＝2f4)。
11.如权利要求9所述的射频接收机，其中第一带通滤波器的中心频率减去和第二混频器相连的第二本地振荡器的输出端的信号频率等于第二带通滤波器的中心频率。
12.如权利要求1所述的射频接收机，其中加于S/H电路的采样信号频率等于或大于中心频率f2加上频fA的和，其中fA等于QAM信号的带宽的一半或者等于VSB信号带宽的一半。
13.如权利要求12所述的射频接收机，其中ADC的输出被连到一个Hilbert滤波器的输入端，用来在Hilbert滤波器的输出端产生采样信号的实部和虚部。
14.如权利要求13所述的射频接收机，其中Hilbert滤波器的输出被加到解调器上，用来响应QAM输入信号产生I、Q基带信号，并响应VSB rf输入信号产生I基带信号。
15.如权利要求14所述的射频接收机，其中的解调器包括用来数字解调载波信号并在解调器的输出端完成把接收信号转换为基带的装置。
16.如权利要求15所述的射频接收机，其中BPF2的中心频率被这样选择，使得加于S/H电路的采样频率等于或大于fc2加上频率fA的和；其中fA是QAM信号带宽的一半或是VSB信号带宽的一半。
17.如权利要求13所述的射频接收机，其中还包括用来调整第二本地振荡器的频率的装置；所述用于调整的装置包括本地振荡器调整电路，它具有连接于Hihbert滤波器的输出的输出端和连接于第二本地振荡器的一个输出端，用于调整其频率。
18.如权利要求9所述的射频接收机，其中所述采样装置包括唯一的一个单独的模数转换器(ADC)，被连接于BPF2的输出，用来以接近fs的频率采样所述的IF信号，其中fs等于第二带通滤波器的中心频率(fc2)加上频率fA的和，其中fA是QAM信号带宽的一半或者是VSB信号带宽的一半。
19.如权利要求9所述的射频接收机，其中的采样装置包括具有输入端口、输出端口和时钟输入端的模数转换器(ADC)，在其时钟输入端上施加采样信号；其中ADC的信号输入端口连接到BPF2的输出端，ADC的信号输出端口连接到解调器电路；以及其中的采样装置包括向ADC的时钟输入端提供采样信号的装置，所述采样信号的频率等于或大于第二带通滤波器的中心频率(fc2)加上QAM信号的一半带宽或加上VSB信号的一半带宽的和。
20.如权利要求9所述的射频接收机，其中所述采样装置包括模数转换器(ADC)，它具有连接到BPF2的输出的信号输入端，信号输出端和时钟输入端，其中的采样信号被加到时钟输入端，以便在该输入端以大于BPF2的中心频率(fc2)加上B/2Hz的频率之和的频率(fs)采样所述信号。
21.如权利要求20所述的射频接收机，其中ADC的输出端被连接到Hilbert滤波器，用以在第一输出端产生代表信号实部的第一信号，并在其第二输出端产生代表信号的虚部的第二信号。
22.一种射频(rf)接收机，包括适合于接收许多不同的数字调制的rf输入信号中的一个或几个信号的输入端子，所述输入信号包括正交幅值调制(QAM)和残留边带(VSB)rf输入信号；具有输入和输出端的第一转换器装置，所述第一转换器装置的输入端被连接到所述输入端子上，并且所述第一转换器装置用来降频转换rf信号并在其输出端产生中频信号；以及具有输入和输出端的第二转换的装置，它的输入端被连接到第一转换器装置的输出端；所述第二转换器装置用来数字采样中频信号并响应所述中频信号在其输出端产生同相(I)基带信号，响应QAM rf信号产生正交(Q)基带信号，响应VSB rf信号产生同相(I)基带信号。
23.一种射频(rf)接收机，包括适合用于接收许多不同地调制的rf输入信号中的一个或几个信号的输入端子，所述输入信号包括正交幅值调制(QAM)和残留边带(VSB)rf输入信号；具有连接于所述输入端子的一个输入端的第一转换装置，用来降频转换所述rf输入信号，并具有一个输出端，用来在其上产生中频信号；以及具有连接于第一转换装置的输出的一个输入端的第二转换装置，所述第二转换装置包括采样装置和解调装置，用来数字采样中频信号并用于相应于接收的特定的rf输入信号产生基带信号。
24.一种适用于接收许多不同地调制的rf输入信号中的一个或几个信号的射频(rf)接收机，所述输入信号包括正交幅值调制的(QAM)和残留边带(VSB)输入信号，所述接收机包括第一混频器，具有一个输入装置，对其提供rf输入信号和第一本地振荡器的输出，其中第一混频器具有一个输出端，对其施加第一带通滤波器(BPF1)的输入，所述BPF1具有第一中心频率(Fc1)和带宽Bhz，用来在BPF1的输出端产生第一输出信号(Fo1)，它具有第一中心频率fc1和带宽Bhz；用来降频转换rf信号的第二混频器，它具有输入装置，BPF1的输出和第二本地振荡器的输出连接于所述输入装置，第二混频器具有连接到第二带通滤波器(BPF2)的输入的输出端，所述BPF2具有第二中心频率(fc2)和带宽Bhz；BPF2具有用来产生中频信号的输出端，中频信号的中心频率等于fc2，带宽等于Bhz；包括采样装置和解调装置的转换器装置，用来以采样频率(fs)采样中频信号，并相应于接收的特定rf输入信号产生具有中心频率fc3的基带信号；以及其中fc3和fc2彼此有一有理倍数。
25.如权利要求24所述的射频接收机，其中所述的解调装置包括一个被查的表，其中包括响应QAM rf输入信号用来产生同相(I)和正交(Q)基带信号以及响应VSB rf输入信号用来产生同相基带信号的解调角的值。
全文摘要
一种射频接收机，接收各种数字调制rf输入信号，如正交幅值调制QAM和残留边带VSB信号，其中包括把rf输入信号变换成中频IF的电路，中频范围具有中心频率fc2和带宽BHz，以及用于采样IF信号并产生相应基带信号的转换电路。在实施例中，中频信号加到采样和保持电路，以频率fs采样，其输出通过低通接到模数转换器，转换器输出加到Hilbert滤波器进行解调并产生基带信号。产生同相I和正交Q信号，其相位和幅值不是传输通路及各分量的函数，现有技术则不然。
文档编号H04B1/06GK1163514SQ96112449
公开日1997年10月29日 申请日期1996年10月17日 优先权日1996年10月17日
发明者罗伯特·L·库伯 申请人:帕拉德尼有限公司