专利名称：：用于多媒体应用的电视/调频(tv/fm)接收机的制作方法
技术领域：
：本发明涉及一种接收机，用于接收第一类型接收信号，例如电视(TV)信号，和第二类型接收信号，例如调频(FM)无线电信号。本发明还涉及到包含这种接收机的一种多媒体设备。这种接收机可利用例如接收TV和FM无线电信号来增强多媒体设备的功能。该多媒体设备可以是含有插槽的个人计算机(PC)形式，在这些槽中可插入添加卡。该接收机可在其中一块添加卡上实现。因此，PC可以存取由FM无线电台和TV台发送来的信息。在US-A5,148,280中描述了一种可接收TV和FM无线电信号的接收机。这种现有技术的接收机包含一个用于TV和FM无线电两种信号的接收的单调谐器。单调谐器将选定的FM无线电信号和选定的TV信号进行频率变换，成为一个固定的约为40MHz的中频信号IF。约40MHz的IF对于TV接收来说是很普遍的。由该调谐器产生的中频(IF)信号在用于TV接收或FM无线电接收时的处理是不同的。对于TV接收，IF信号的处理形式非常类似于大多数现有的接收机中IF信号的处理过程。IF信号经过一个声表面波(SAW)滤波器加到一个TVIF解调单元上。该TVIF解调单元提供一个基带合成的视频信号和一个TV声音载波信号。TV声音载波信号在TV声音通道中被进一步处理，此通道作为响应而提供基带音频信号。对于FM接收，IF信号经过一个包括43.3MHz带通滤波器和48.65MHz陷波器的滤波单元被提供给一个单片FM无线电集成电路(IC)。在FM无线电IC中，IF信号被变频，以获得一个标称10.7MHz的FMIF信号。该FMIF信号被一个陶瓷滤波器滤波并在FM无线电IC中被放大、检测和解码。这样，对于FM接收，现有技术的接收机使用一种双变频方案。调谐器进行第一变频，FM无线电IC进行第二次变频。为避免被接收的FM无线电信号过分的失真，连接在调谐器和FM无线电IC之间的滤波单元必须满足相当严格的要求。首先，滤波单元的通频带必须充分接近43.3MHz。尤其是，此要求可根据调谐器的频率特性(它像干草堆形状那样)、以及要被接收的信号的特性得出。其次，包括在滤波器单元中的46.85MHz陷波器需要精确地调谐到该频率上，以避免在第二变频时出现镜频接收问题。尽管在US-A5,148,280中描述的接收机使用一个单调谐器来接收TV和FM无线电信号，但现有技术的接收机的实现方案是比较多的。连接在调谐器和FM无线电IC之间的滤波单元由分立的电容和电感组成。为了使该滤波器单元满足上述要求，电感需要有一定的大小。否则，电感将会因过低的品质因数而不能达到足够的选择性和足够的精确度。本发明的一个目的是提供一种接收机，该接收机参考了上述现有技术的接收机，更适合于小型化的实现方案。根据本发明的一个方面，提供了如权利要求1中规定的一种接收机。根据本发明的另一个方面，一种多媒体设备包括这样的接收机。本发明的另一方面还提供了如权利要求11中规定的一种调谐方法。本发明的另一方面还提供了如权利要求12中规定的一种屏蔽金属盒。本发明可用于对TV和FM无线电两种信号的接收。在这样使用的一个实例中，单调谐器将TV信号变换为第一IF，约为40MHz，将FM无线电信号变换为第二IF，约为10.7MHz。对10.7MHz的IF信号的处理在一个FMIF信号处理部分中完成，对40MHzIF信号的处理在一个TVIF信号处理部分中完成。本发明考虑到以下情况。根据本发明，一种能提供两种不同中频的调谐器可以用比较小的尺寸来实现。参见上述例子，这种可提供40MHz和10.7MHzIF的调谐器可以以这种方式实现，以致于其尺寸可与传统的TV调谐器相比。上述实例可与现有技术的接收机相比。由于实例中的调谐器可以提供40MHz的IF和10.7MHz的IF，那么就不需要使用如现有技术的接收机中的二次变频了。因此也就不需要使用滤波电路来防止在现有技术接收机中因二次频率变换而产生的信号失真。因此，这就为其他电路留出了空间，使得本发明更适合于小型化实现方案中。此外，在一种实现方案中，上述实例中的调谐器实际上可以比现有技术的接收机的调谐器的尺寸更小。另一个优点是根据本发明的实现方案的成本比较低。还有一个优点是它具有比较好的性能，特别是在FM无线电接收时。本发明特别适于多媒体应用。许多多媒体应用中使用标准尺寸的添加卡。如在开始段落中说明的，根据本发明的接收机可在一块标准尺寸的添加卡上实现。在添加卡上接收机的尺寸较小从而可为其他电路留出空间，那些电路可以进一步增强该卡的功能。应当指出的是，该接收机的一部分最好是被封装在一个屏蔽金属盒中，这就可以抑制多媒体设备中由数字信号所产生的干扰。接收机越小，屏蔽金属盒占据的空间就越小，这就使该接收机适于各种各样的多媒体应用。在下文中，将参照附图中所示的例子对本发明作更详细地描述。此外，还将参照所示的实例对从属权利要求中规定的有利的实现细节进行描述。在附图中图1以概念性框图的形式阐述了本发明的原理；图2以框图的形式显示了根据本发明的调谐器的一个实例；图3是图2调谐器中谐振电路的一个简化的等效电路图；图4是图2调谐器中优选的可切换的振荡器谐振电路的一个等效电路图；图5以电路图的形式显示了图2调谐器中优选的可切换的振荡器谐振电路的一个实例。图6a是图2调谐器中可切换的带通滤波器的一个等效电路图。图6b以电路图的形式显示了图2调谐器中可切换的带通滤波器的一个实现方案；图7是利用增益-频率曲线图对图6电路中滤波器的特性进行说明；以及图8以概括图的形式显示了包含有图2调谐器在内的多媒体设备的一个实例。首先，将参照图1对本发明的原理作进一步解释。其次，将通过参照图2中可接收TV和FM无线电两种信号的调谐器，以实例方式对本发明进行描述。在那方面，还将参照图3至图7对图2调谐器的实现方面进行讨论，并且将参照图8对图2调谐器在多媒体应用中的一个例子进行讨论。再次，将参照图中所示的例子对从属权利要求中所规定的有利的实现方案的细节作着重说明。最后，还作了一些注释，以便指出所要求保护的本发明范围远超出图中所示的实例。在图1的概念性框图中，接收信号RFS可以是第一类型接收信号，例如TV信号，位于频带B1内。另外，接收信号RFS也可以是第二类型接收信号，例如FM无线电信号，位于频带B2内。频带B1与频带B2重叠。调谐器TUN把接收信号RFS变频为中频信号IFS。参照图1，对本发明的原理可以进行下面的解释。该接收机是一个单变频接收机，用于接收两种接收信号，单变频是在调谐器TUN中实行的。根据想要的接收信号是第一类型还是第二类型，调谐器TUN分别提供以第一中频IF1或第二中频IF2的中频信号IFS。以第一中频IF1的中频信号IFS在第一中频信号处理器IFSP1中被处理。另一方面，以第二中频IF2的中频信号IFS在第二中频信号处理器IFSP2中被处理。现在参照图2来描述适合于接收TV和FM无线电两种信号的调谐器。TV和FM无线电两种信号分别加在输入端TVIN和FMIN上，图2调谐器接收与想要的接收信号有关的调谐控制数据TCD，例如信号的频率和信号的类型TV或是FM。根据想要的接收信号，图2调谐器在输出端IFOUT提供一个中频信号IFS。图2调谐器可工作于两种模式若想要的接收信号为TV信号，则为TV模式，若想要的接收信号为FM无线电信号，则为FM模式。在TV模式下，中频信号IFS的中频为38.9MHz，下文简写为TV-IF。在FM模式下，中频信号IFS的中频为10.7MHz，下文简写为FM-IF。图2调谐器是基于一个所谓的三波段概念。这是指图2调谐器包含三个分开的支路，用于在三个各自的频段高波段、中波段和低波段处理TV信号。每一支路都包含下列部分一个输入滤波器RFI-H/-M/-L，一个输入放大器RFA-H/-M/-L，一个带通滤波器BPF-H/-M/-L，一个混频器MIX-H/-M/-L，一个振荡电路OSC-H/-M/-L和一个振荡器谐振电路ORC-H/-M/-L，这些部件的参考符号使用的后缀-H，-M和-L指明有关部分是属于高波段、中波段还是低波段支路。图2的调谐器可通过使用一个混频器-振荡器集成电路MOIC来实现，例如由PhilipsSemiconductors(菲利浦半导体公司)生产的TDA5736，它包含图2中标示为MOIC的虚线框内的部分。在图2调谐器中，FM无线电信号是在低波段支路中被处理的。一个开关SWIN将该低波段支路或与输入端TVIN连接，或与输入端FMIN连接。在第一种情况下，TV信号被提供给低波段支路，在另一情况下，FM无线电信号被提供给低波段支路。在每一支路中，输入滤波器RFI-H/-M/-L衰减那些在频率上相对较远离想要的接收信号的信号，以防止输入放大器RFA-H/-M/-L过载。放大器RFA-H/-M/-L受一个增益控制电压Vagc控制。带通滤波器BPF-H/-M/-L对不想要的信号进一步衰减。混频器MIX-H/-M/-L通过将想要的接收信号与一个振荡信号OSS-H/-M/-L相乘来对想要的接收信号进行频率变换。该振荡信号OSS-H/-M/-L由振荡电路OSC-H/-M/-L和振荡器谐振电路ORC-H/-M/-L产生，后者决定了振荡信号OSS-H/-M/-L的频率。混频器经过一个中频放大器IFAMP提供中频信号IFS。在每一支路中，锁相环电路PLL控制着有关支路的振荡信号OSS-H/-M/-L。锁相环电路PLL以常规的方式从调谐控制数据TCD和通过振荡信号放大器OSSA接收到的振荡信号OSS-H/-M/-L得出调谐电压Vtun。调谐电压Vtun被加到振荡器谐振电路ORC-H/-M/-L上。在TV模式下，低波段支路的振荡信号OSS-L的频率被设置为想要的接收信号与TV-IF(38.9MHz)频率之和的频率。在FM模式下，振荡信号OSS-L的频率被设置为想要的信号与FM-IF(10.7MHz)的频率之和的频率。在每一支路中，调谐电压Vtun还用于改变输入滤波器RFI-H/-M/-L和带通滤波器的各自的通频带。优选地，该通频带应包括想要的接收信号。否则，想要的接收信号会失真而不想要的信号不会被充分衰减。在TV模式下，通频带应包括振荡信号频率与TV-IF的差。在FM模式下，通频带应以振荡信号频率与FM-IF之差为中心频率。在接收波段上调谐时，通频带相对于振荡信号的频率的位置的问题将作为线索在下文中予以涉及。锁相环电路PLL还提供了一个模式切换信号IV/FM。在低波段支路中，模式切换信号TV/FM被用来切换振荡谐振电路ORC-L。对于给定的调谐电压VTun值，振荡信号OSS-L在TV模式下被切换到的频率比在FM模式下高。输入滤波器的RFI-L和带通滤波器BPF-L的各自的通频带对于调谐电压Vtun的给定值保持基本恒定。这样，一方面输入滤波器RFI-L与带通滤波器BPF-L之间的频率差(offset)，以及另一方面，输入滤化器RFI-L与振荡信号OSS-L之间的频率差被切换。频率差在TV模式时被优选地切换到TV-IF上，在FM模式时被切换到FM-IF上。另外，低波段支路中模式控制信号TV/FM优选地切换带通滤波器BPF-L的通带宽度。在TV模式下，带通滤波器BPF-L优选地具有比较宽的通频带，例如10MHz，而在FM模式下，通频带优选地比较窄，例如1MHz。图3显示了用于实现图2调谐器的低波段支路中的输入滤波器RFI-L，带通滤波器BPF-L和振荡器谐振电路ORC-L的一种基本谐振电路。图3的基本谐振电路包含一个电感Lp，一个可控电容Cvar，一个被称作微调电容的Cpad和一个并联电容Cpar。可控电容的值取决于调谐电压Vtun。可控电容可以是一个变容二极管，调谐电压Vtun以常规方式加在其上。在图2调谐器的一种实现方案中，低波段支路中的输入滤波器RFI-L、带通滤波器BPF-L和振荡器谐振电路ORC-L使用同样的变容二极管。这些相同的变容二极管的电容的容量作为调谐电压Vtun的一个函数，在2.5pF和61.5pF之间变化。其他元件的值最好这样选择，以便在TV模式和FM模式中都能获得良好的统调(tracking)。表1显示了用于图3基本谐振电路中其他元件的优选值。标为RF的列项列出了用于在低波段支路中的输入滤波器RFI-L和带通滤波器BPF-L的优选元件值。标为RF+38.9MHz的列项列出的是在TV模式下用于低波段振荡器谐振电路ORC-L的优选元件值。标为RF+10.7MHz的列项列出的是在FM模式中用于低波段振荡器谐振电路ORC-L的优选元件值。标为F(res)的行项表示，各个基本谐振电路可以调谐到的频段。例如，在低波段支路中的带通滤波器BPF-L是可以调谐在46MHz至175MHz的频带内的。表1.</tables>在振荡器谐振电路ORC-L中，电感Lp在FM模式下的值应比在TV模式下的值高。对微调电容器Cpad也是一样。然而，并联电容Cpar在FM模式下的值应低于TV模式下的值。为在FM模式和TV模式下使振荡器谐振电路ORC-L获得优选的元件值，使用了三个开关。参见图3，一个开关与一个电容组成的串联装置(未示出)，并联到微调电容Cpad上。同样的它们也被并联到微调电容Cpar上。电感Lp可分离成两个串联的电感(未示出)，一个开关可以与其中的一个电感并联。参见图2，该开关可受模式切换信号TV/FM控制。图4显示的是图2调谐器在低波段支路中的振荡器谐振电路ORC-L的优选实现方案的一个等效电路图。这些优选实现方案包括一个开关元件，在图4等效电路图中它被表示为开关S。图4等效电路图包括一个初级电感L1和一个次级电感L2。由一个微调电容Cpad和一个可控电容Cpar组成的串联装置连接在各电感L1和L2的结点之间上。开关S并联在次级电感L2上。此外，在图4中，一个辅助电容Caux与开关S串联。这个辅助电容器Caux是可任选的。这是指振荡器谐振电路的其他优选实现方案可以有一个等效电路图，其中，开关S是直接并联到次级电感L2上，如图4所示。图2和图4所示的开关S是受模式切换信号TV/FM控制的。在FM模式下，开关是打开的，而在TV模式下是闭合的。因此，在FM模式下初级电感L1和次级电感L2都会影响振荡信号的频率，而在TV模式下，只有初级电感L1基本上影响该频率。初级电感L1的值与次级电感L2的值之间的比值优选地近似为1.5到1。图5显示的是图2调谐器中振荡器谐振电路ORC-L的优选实施方案的一个实例。在图5的实例中，一个开关二极管Dsw正好与图4等效电路图中的开关S相对应。切换模式信号TV/FM经过一个包括电阻Rdn1和Rdn2及电容器Cdn的网络被加到开关二极管Dsw上。该网络构成一个取决于频率的阻尼网络，它与次级电感L2并联。调谐电压Vtun通过电阻Rtun被加到变容二极管Cvar上。图5例子中还包括两个电容器Cc1和Cc2，用于耦合到混频器-振荡器集成电路MOIC，例如PhilipsSemiconductors公司生产的TDA5736。图5例子中的下列元件的值提供了良好的统调(tracking)。Cc1，Cc22.7pFCpad120pFCaux180pFCvar型号BB132或型号HVU300AL1约100nH(可调整的值)L2约67nH(可调整的值)下面是其他一些元件的值，对统调(tracking)无关紧要Cdn3.3pFRdn1220ΩRdn2750Ω图6a是一个用于图2调谐器的低波段支路的带通滤波器的等效电路图。图6a电路图中有两个谐振电路。第一个谐振电路包括电感LB1，可控电容CBvar1和电容CBpad1。第二个谐振电路包括电感LB2，可控电容CBvar2和电容CBpad2。图6a电路图还进一步包括辅助电容CBaux1和CBaux2，辅助可变电容CBvar3及一个镜像抑制电容Cim。图6a中的两个调谐电路藉助于一个上耦合电容CBtop和一个初级下耦合电感Lfc1而相互连接在一起。另外，一个由次级下耦合电感Lfc2和开关SB组成的串联装置并联到初级下耦合电感Lfc1上。因此，可获得一个可转接的感性下耦合。当开关SB闭合时，感性的下耦合比开关SB打开时弱。参照图2和图6a，模式控制信号TV/FM控制开关SB。在TV模式下，开关SB被打开以获得图6a中两个谐振电路之间的过临界耦合。在FM模式下，开关SB被闭合以获得图6a中两个谐振电路之间的欠临界耦合。图6b显示了带通滤波器BPF-L的一个实现方案，该滤波器连接在图2调谐器的低波段支路中的输入放大器RFA-L和混频器MIX-L之间。图6b实现方案与图6a电路相比具有以下特点。首先，图6b的实现方案中，初级下耦合电感Lfc1是藉助于两个下耦合电感Lfc1a和Lfc1b而实现的。两个下耦合电感Lfc1a和Lfc1b中的每一个都有一端分别与电感LB1和LB2相连，并通过下耦合电容Cfc与另一个耦合电感相连。下耦合电容Cfc的阻抗在低波段的频率时比较小，可近似地视为短路。与图6a电路相比，图6b实现方案的第二个特点是图6b中单个电容CBpc提供了在图6a中的两个分开表示的电容CBpad1和CBpad2。使用单个电容器CBpc的原因是元件利用率以及使滤波器的特性不易受其影响。在作为图2调谐器中带通滤波器BPF-L的图6a电路的实现方案中，其中电容Cpad1和Cpad2的优选值比较高。图6b实现方案中的电容CBpc有效地提供两个高容量电容Cpad1和Cpad2，如图6a中所示，这两个电容分别位于可控电容CBvar1和CBvar2与信号地之间。由于图6b实现方案中电容器CBpc具有高容量值，因而具有比较低的阻抗，因此由于有电容器CBpc的结果在谐振电路之间几乎没有耦合，而这种耦合会影响到滤波器的特性。在图6b实现方案中用变容二极管构成可控电容CBvar1、CBvar2和CBvar3。这些变容二极管通过电阻CBR2和CBR3中的至少一个电阻得到调谐电压Vtun。电阻CBR1与辅助电容器CBaux2串联，用来优化与混频器MIX-L的耦合。在图6b实现方案中，一个开关二极管DBsw有效地构成了图6a中所示的开关S。在TV模式下，开关二极管不导通，从而使谐振电路之间达到过临界耦合。在FM模式下，开关二极管Dsw导通，以使谐振电路之间达到欠临界的耦合。另外，下列元件用于在过临界与欠临界之间的耦合的切换。辅助电容器CBaux3将开关二极管DBsw连接到次级下耦合电感Lfc2。图2调谐器的模式切换信号TV/FM经电阻CBR4加到开关二极管上。辅助电容器CBaux4抑制由感性下耦合进来的不想要的旁路信号，使之不能到达传送TV/FM模式切换信号的线路上。在图6b实现方案中，下列元件值提供了良好的性能SCim0.06pFCBaux12pFCBtop0.1pFCfc680pFCBpc4.7nfLB1，LB2175nHLfc1a，Lfc1b32nHLfc26nH在上面未被列出的元件的值对于滤波器特性来说是无关紧要的。并不是所有的图6b中所示的电子元件都需要用分立元件来实现。具体地，可通过合理设计印刷电路板(PCB)来得到镜像电容Cim，上耦合电容CBtop和次级下耦合电感Lfc2以实现图6b的电路。例如，PCB印刷线路可以形成下耦合电感Lfc2。另外，开关二极管DBsw的漏电感也可以有效地构成给下耦合电感Lfc2。在相关的PCB印刷线路之间的容性耦合可提供镜像电容Cim，类似的，可以获得上耦合电容CBtop，以及任何其它容值较小的电容。图7描述了图6b实现方案中滤波器的特性曲线，图中显示有上面列出的值及某一个调谐电压值Vtun。在图7中，以分贝(dB)表示的增益G作为纵轴，以兆赫(Mhz)表示的频率作为横轴。图7中包括两条增益-频率曲线一条曲线代表TV，另一条代表FM，分别说明了滤波器在TV和FM模式下的特性。图7清楚地显示了图6b实现方案中在TV模式和在FM模式下滤波器的特性的差异。第一，FM模式下滤波器特性曲线中的通频带要比在TV模式下时窄。在TV模式下，-3dB的通频带约为10MHz宽，它比TV接收信号的带宽稍宽一些。在FM模式下，-3dB的通频带减小至约2.5Mhz。第二，在TV模式下通频带有两个峰，而在FM模式下通频带只有一个峰。双峰是在TV模式下图6b实现方案的谐振电路之间过临界耦合时明显的结果。单峰是由于在FM模式下，开关二极管Dsw未导通引起欠临界耦合而产生的。第三，在FM模式下通频带的中心频率比在TV模式下略高一点。换句话说，当开关二极管Dsw的状态改变，就出现轻微的失谐(de-tuning)。这个失谐是由于在图6b实现方案的谐振电路之间切换感性下耦合时引起的。这种切换改变了谐振电路中有效电感的值，由此改变了谐振频率。参照图2调谐器，当从TV模式切换到FM模式(或反过来也一样)，带通滤波器BPF-L的失谐不会产生真正的问题。例如，任何失谐都可在振荡器谐振电路ORC-L的调整中被考虑到，进行这种调整可获得良好的统调。鉴于带通滤波器BPF-L中的任何失谐，也有可能对输入滤波器IPF-L进行校正。第四，通频带的增益在FM模式下比在TV模式下略小些。这种影响也与图6b的实现方案中谐振电路之间的耦合有关。在欠临界耦合下，图6b的实现方案中信号损失要大于在过临界耦合时的情况。第五，滤波器特性曲线包括的下凹区在TV和FM模式下是不同的。在TV模式下，下凹区位于通频带以上约为TV-IF的两倍的地方。在FM模式下，下凹区位于通频带以上约为FM-IF的两倍的地方。下凹区有利于镜频抑制，这是在到混频器MIX-L去的接收信号路径中所需要的。下凹区受镜像电容Cim的影响很大，这在下文中将作解释。包括电感LB2的次级谐振电路经过镜像电容Cim接收到一个信号。该次级谐振电路还经过包括电感LB1的初级谐振电路接收一个信号。处于谐振频率时，这些信号是同相的，镜像电容Cim形成一个容性上耦合，类似于上耦合电容CBtop。然而，在某一个远远超过谐振频率的频率上，信号将反相，并且基本上会相互抵消。这表示为图7所示的下凹区。通过恰当地选择元件的值，是有可能将下凹区置于这样的位置上，以使它们在TV模式和FM模式下都有利于镜频抑制，如图7所示。这样，当从TV模式切换到FM模式时(或者反过来也一样)，镜频抑制根据新的IF作自身调整。图8显示了包含图2调谐器TUN的一个多媒体设备的实例。图2调谐器TUN在一块添加卡PCAO上实现，此添加卡被插在多媒体设备的添加卡插槽HOL中。除了图2调谐器TUN外，添加卡还包括TV-IF信号处理电路TVIFC和FMIF信号处理电路FMIFC。后者电路通过一个IF分离滤波器IFSF接收由图2调谐器TUN提供的中频信号IFS。图2调谐器TUN、IF分离滤波器IFSF和TVIF信号处理电路TVIFC被封装在一个屏蔽金属盒SMB中。这个带有上述部分的屏蔽金属盒SMB可照此被制造并销售给添加卡生产商。图8多媒体设备包括一个用户接口UIF，一个控制单元CCU，一个图像显示装置PDD，一个声音再生单元SRU。用户通过用户接口UIF选择想要的接收信号。例如，他可以在键盘上输入一个程序数字，该键盘也是用户接口UIF的一部分。控制单元CCU以这样的方式有效地控制添加卡PCAO，即图2调谐器TUN选择想要的接收信号。例如，控制单元CCU提供储存在内存(未示出)中的指令，它们与想要的接收信号的频率和接收类型FM或TV有关。这些指令以调谐控制数据TCD的形式提供给图2调谐器TUN。添加卡PCAO提供例如从想要的接收信号中获得的音频和/或视频信息，这些信息可在控制单元CCU中进一步被处理。这些音频和/或视频信息分别经过音频再生单元SRU和图像显示装置PDD被提供给用户。下面将参照上述实例着重说明从属权利要求中规定的优选实现方案的细节。(权利要求2)在图2实例中，由振荡电路OSC-L和振荡器谐振电路ORC-L构成的在低波段支路中的振荡器是频率可切换的，用于提供以TV-IF的、或以FM-IF的中频信号IFS。与另一种其中低波段支路中的带通滤波器BPF-L和输入滤波器RFI-L是可切换的实现方案相比，这种实现方案更小巧，更简单，成本更低。在该替换方案中，需要较多的开关。(权利要求3)在图4实例中，振荡器谐振电路包括两个电感初级电感和次级电感。振荡器频率的切换是藉助于并联在次级电感上的开关S而实现的。这是一个依照频率切换振荡器的简单而廉价的实现方案。而且，对于FM模式和TV模式，振荡器频率调整比较简单。(权利要求4)在图4实例中，开关S在用于接收TV信号时优选地导通，而在用于接收FM无线电信号时优选地不导通。这就为在TV接收和FM无线电接收的信号噪声比之间提供了满意的折衷，其解释如下。实际上，开关S在闭合状态下提供了一个串联电阻。尽管该串联电阻很小，但却在某种程度上恶化了振荡器的相位噪声性能。就信噪比而言，相位噪声性能在用于接收FM无线电信号的设备(如FM无线电设备)要比用于接收AM信号的设备(如TV)更为苛刻。为得到最好的相位-噪声性能，开关S在FM接收时最好是打开的。(权利要求5)在图4实例中，由可控电容Cvar和微调电容Cpad组成的一个串联装置被连接在初级电感L1和次级电感L2之间。这些实现方案的细节提供了满意的统调，其解释如下。开关S的打开产生下列作用。其一，增加了有效电感。其二，由于阻抗变换，因而减小了并联电容。阻抗变换取决于初级电感与次级电感的比值。因此，通过合适地选择该比值，就可得到满意的统调。(权利要求6)在图4实例中，辅助电容Caux与开关S串联，并与开关S一起并联连接到次级电感L2上。这种实现方案的细节提供了一个改进的统调，其解释如下。参照图3和表1，微调电容Cpad在FM模式下最好比在TV模式下具有更高的值。再参照图4，可以看到当开关S闭合时，辅助电容Caux有效地减小了图3中微调电容Cpad的值。(权利要求7)在图5实例中，电阻Rdn1和Rdn2及电容Cdn形成一个取决于频率的阻尼网络，用以在频率高于想要的振荡频率时抵消寄生振荡。相对于在想要的振荡频率时的损耗而言，阻尼网络可增加在寄生谐振频率时的衰减。(权利要求8)在装有图4的振荡器谐振电路类型的调谐器中，最好具有一个振荡检测器，用于在振荡器不起振时减小可控电容Cvar的值。这就避免了在振荡器频率控制中的停顿(deadlock)，其解释如下。图4类型的振荡器谐振电路具有比较低的阻抗，尤其是它调谐至相对较低的谐振频率时或开关S被打开时(FM模式)。如果阻抗过低，振荡器完全不起振，这样进行频率控制就不能起作用。这个问题是通过检测不起振条件、并根据该条件通过增大可控电容的值来解决的。因此，振荡器将脱离不起振条件，以使频率控制可以起作用。参照图2调谐器，为此目的，锁相环电路PLL最好包含一个振荡检测器。(权利要求9)在图2实例中，在低波段的带通滤波器BPF-L是可切换的，用于分别对TV信号和FM无线电信号滤波。它提供了一个较佳的接收质量，特别对于FM无线电接收时比起在带通滤波器BPF-L被固定的情况下更好。(权利要求11)当图4振荡器谐振电路应该工作于开关S打开的模式时，优选地根据下面方法对其调谐。第一，开关元件S被置为导通。第二，振荡器调谐至想要的频率。第三，开关元件S被置为不导通。第四，也是最后，振荡器被校正到想要的频率。这种方法抵消了在开关S打开时由于在图4电路中的寄生谐振而引起的不正确的调谐。显然，本发明的实现可能不同于上面描述的例子。在那方面，权利要求中的任何参考符号都不能构成对所涉及的权利要求的限制。为指明本发明所要求保护的范围远超过上面描述的例子，下面作一些最后的注释。应该指出，本发明不只限于混合的TV和FM无线电接收。例如，本发明可以只用于TV接收，比如用来实现用于接收美国的和欧洲的两种TV信号类型的TV调谐器。在美国类型中，优选45.75MHz的IF，而在大多数欧洲国家优选38.9MHz的IF。因此，可以利用本发明的原理制造一个能提供不同IF频率、例如45.75MHz和38.9MHz的调谐器。还应指出的是本发明不只限于由一个单调谐器提供两种不同的频率IF。例如，该单调谐器可提供下列三种不同IF频率用于欧洲TV信号的38.9MHzIF，用于美国TV信号的45.75MHzIF和用于FM无线电信号的10.7MHzIF。还应指出的是本发明不只限于在如图2所示的三波段调谐器概念上。理论上，本发明可应用于任何调谐器概念、例如在一个两波段调谐器概念中。还应进一步指出的是本发明不只限于在多媒体应用中。本发明可被用于任何的包含接收机的设备中，例如TV接收机和磁带录像机。最后，应当指出的是图3和图4中的实例所示的并联电容Cpar不必是分立电容器。这个并联电容可由实际上被连接到图3和图4的电路中的一个或多个元件的寄生电容构成，但未示出。在那方面，参考图5的实例，其中没有出现直接涉及到图3和图4中的并联电容Cpar的分立电容器。权利要求1.一种用于接收第一类型接收信号和第二类型接收信号的接收机，该接收机包括一个用于根据接收信号提供中频信号(IFS)的调谐器(TUN)；一个被连接来在接收所述第一类型接收信号时处理所述中频信号(IFS)的第一中频信号处理装置(IFSP1)；以及一个被连接来在接收所述第二类型接收信号时处理所述中频信号(IFS)的第二中频信号处理装置(IFSP2)，其特征在于，所述接收机是一种单变频接收机，和所述调谐器(TUN)被用来提供所述第一中频(IF1)的中频信号(IFS)，以便在所述第一中频信号处理装置(IFSP1)中进行处理以及提供所述第二中频(IF2)的中频信号(IFS)，以便在所述第二中频信号处理装置(IFSP2)中进行处理。2.一种如权利要求1中要求的接收机，其特征在于，所述调谐器包括可切换频率的一个振荡器(OSC-L，ORC-L)，用于提供第一中频或第二中频的所述中频信号(IFS)。3.一种如权利要求2中要求的接收机，其特征在于，所述振荡器(OSC-L，ORC-L)包括一个谐振电路(ORC-L)，该谐振电路包括一个初级电感(L1)、一个次级电感(L2)以及并联在次级电感(L2)上的、用于切换振荡器频率的一个开关元件(S)。4.一种如权利要求3中要求的接收机，其特征在于，所述开关元件(S)在用于接收AM接收信号时导通，在用于接收FM接收信号时不导通。5.一种如权利要求3中要求的接收机，其特征在于，谐振电路(ORC-L)包括一个由可控电容(Cvar)和微调电容(Cpad)组成的串联装置，该串联装置连接在初级电感(L1)和次级电感(L2)之间。6.一种如权利要求5中要求的接收机，其特征在于，所述谐振电路(ORC-L)包括一个辅助电容(Caux)，该辅助电容(Caux)与开关(S)串联，并且和该开关(S)一起，与次级电感(L2)并联。7.一种如权利要求5中要求的接收机，其特征在于，所述谐振电路(ORC-L)包括一个取决于频率的阻尼网络(Rdn1，Rdn2，Cdn)。8.一种如权利要求5中要求的接收机，其特征在于，所述接收机包括一个振荡检测器(PLL)，用于当振荡器(OSC-L，ORC-C)不起振时减小可控电容(Cvar)的容值。9.一种如权利要求1中要求的接收机，其特征在于，所述调谐器包括一个可切换的带通滤波器(BPF-L)，用于分别对第一类型和第二类型的接收信号进行滤波。10.一种多媒体设备，包括一个如权利要求1中要求的接收机；以及一个用于控制上述接收机和用于处理数据信号的控制单元(CCU)。11.一种用于调谐如权利要求1中要求的接收机的方法，其特征为下列步骤使开关元件(S)导通；调谐振荡器(OSC-L，ORC-L)至所要的频率；使开关元件(S)不导通；校正振荡器(OSC-L，ORC-L)至所要的频率。12.一种屏蔽金属盒(SMB)，包括一种用于根据接收信号提供中频信号(IFS)的调谐器(TUN)，其特征在于，所述调谐器(TUN)是一种单变频调谐器，被用来提供所述的第一中频(IF1)的中频信号(IFS)以便在所述第一中频信号处理装置(IFSP1)中进行处理，和提供所述的第二中频(IF2)的中频信号(IFS)以便在所述第二中频信号处理装置(IFSP2)中进行处理。全文摘要本发明描述了一种接收机,用于接收第一类型接收信号,例如电视(TV)信号,和第二类型接收信号,例如调频(FM)无线电信号。这种接收机可用在多媒体应用中。在该接收机中,一个单调谐器TUN将接收信号RFS变频为中频信号IFS。下面是针对小体积化实现方案提出的。该接收机是一个用于接收两种接收信号的单变频接收机,单变频是在调谐器TUN中实行的。根据想要的接收信号是第一类型还是第二类型,调谐器TUN分别提供第一中频IF1或第二中频IF2的中频信号IFS。以第一中频IF1的中频信号IFS在第一中频信号处理器IFSP1中被处理。另一方面,第二中频IF2的中频信号IFS在第二中频信号处理器IFSP2中被处理。文档编号H04B1/26GK1183874SQ96193649公开日1998年6月3日申请日期1996年12月11日优先权日1996年1月10日发明者J·H·A·布雷克尔曼斯申请人:菲利浦电子有限公司