专利名称：一种铃流信号源的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及电话交换机用振铃信号源(简称铃流源)，更具体地涉及铃流源中低频逆变电路，反馈电路及限流电路。
随着电力电子技术的发展，铃流信号源由早期的线性放大型，可控硅型发展到今天的高频变压器耦合型铃流源，由于耦合式铃流源采用高频正弦波脉宽调制技术(SPWM)，使得今天的铃流源整机效率高、体积小、重量轻。目前，国内外电话交换机基本上都采用这种新型铃流源构成铃流信号架。深圳华为公司、北京BCT、迪赛、珠海珠通，香港CP公司等都能生产这种铃流源，但现有铃流源普遍存在线路结构复杂、元器件众多、加工困难等缺点，使得生产成本高、生产效率下降。
图1是采用现有铃流技术组成的传统铃流源的电路原理框图。该电路包括功率驱动电路101、直流/直流变换电路102、直流/交流逆变电路103、基准正弦波电路104、误差放大器电路105、限流电路106、隔离反馈电路107和正弦波脉宽调制电路108。由图1可见，该铃流源主要分为两个部分第一部分为正弦波高频直流一直流变换部分，它将输入端I0的24V或48V直流通过驱动电路101和直流/直流变换电路102变为75V脉动直流I1；第二部分为低频逆变部分，它将75V脉动直流I1通过直流/交流逆变电路103变为75V交流正弦波I2。由于输入输出要求电气隔离，所以在直流变换部分和反馈部分之间加一隔离电路；而基准正弦波振荡器给误差放大器105提供正弦波基准；另外，为了安全在副边加有过流保护电路即限流电路106。
图2所示为一个比较典型的现有铃流源的一个实例的电路原理图，所述铃流源低频逆变原理如下逻辑电路200输出端A1高电平时，使MOS场效应管(MONFET)V3导通，铃流输出端(Vo)输出上半周；逻辑电路200输出端A1低电平时，使MOS场效应管V4导通，铃流输出端(Vo)输出负半周。
V3、V4交替导通的频率为25Hz，在Vo端得到25Hz正弦波。
所述铃流源误差信号放大及反馈原理如下所述铃流源的输出电压经电阻分压后的信号202与基准正弦波104输出的基准信号电压204比较，得到的误差信号经运放205放大后，驱动三极管206A、206B，再通过光电耦合器207A、207B隔离反馈到正弦波脉宽调制器108，去调节输出电压。
当运放205的输出端为正(即正弦波的上半波)时206A导通，信号通过207A反馈。
当运放205的输出端为负(即正弦波的下半波)时206B导通，信号通过207B反馈。
这虽然是一个比较实用的方案，但存在如下几个缺点1．MOSFFT V3、V4的源极与系统工作电源不共地，换句话说V3或V4的源极与副边工作地GND2不相连，那么为了驱动V3、V4换流，势必要各用一组独立的电源，且分别隔离驱动即V3需要一个隔离驱动电路209；V4也需要一个隔离驱动电路210。2．由于V3、V4需要独立的电源驱动，为了方便和可靠，这些独立的电源往往由主变压辅助绕组提供，这样使主变压器显得复杂。如果原边辅助工作电源VC、副边辅助工作正电源VDD、副边辅助工作负电源VSS都由主变压器辅助绕组提供，则主变压将显得更加累赘。如图3所示，最复杂的主变压器有10个绕阻，16个抽头。如此众多的绕组和抽头，使得主变压器加工困难，加工成本较高，同时也降低了生产效率。3．为了解决主变压器结构复杂的问题，简化V3、V4驱动，1996年出版的《西北地区第4届电源技术学术年会论文集》中题为《静态铃流源的研究与实现》的论文提出了一个解决方案。该方案是在开关MOSFET漏极接一电阻到其栅极用稳压管稳压后作为开关管V3、V4的驱动电压，再通过光耦隔离控制。这样虽然简化了V3、V4的驱动，但可能存在驱动不足的问题，因为，如果V3是一理想的开关，当V3完全导通时，V3两端电压VDS将为零，即VDS=0，那么驱动信号VG也将为零，即VG=0。因此开关管V3、V4将面对驱动不足的情况，这样，可能影响整机效率。4． 反馈回路由图2我们也可以看出，现有铃流技术的隔离反馈回路有两只光耦和两只三极管上半波通过光耦207A、三极管206A反馈；下半波通过光耦207B、三极管206B反馈。同时，从图2还可以看出，在这种反馈结构中，与之配套的限流电路需要有两套相似的限流单元211、212分别控制二个光电耦合器。5． 逻辑电路现有铃流技术常用的逻辑电路是一比较器。它把一准正弦波变成一规则的方波去驱动换流用MOS场效应管V3和V4进行换流。在这种方式下，在输出端得到的正弦波的上下半波的交越处出现令人讨厌的“尖峰毛刺”，很难消除。
本实用新型的目的就是要克服上述现有技术的缺陷，提供一种结构简单，成本低廉、可靠性高的铃流源。
为达此目的，本实用新型铃流源的低频逆变电路采用新的拓朴结构(下面再详述)；在此结构形式下，还可使所述换流用的两个MOSFET之一可以直接驱动，使所述两个MOSFET之另一个的驱动简化；误差放大及隔离反馈电路采用全波精密整流技术，节省1只光电耦合器；限流电路可实现全波限流；采用新颍的逻辑电路消除“尖峰毛刺”；另外辅助电源不再依赖于主变压器而独立地通过辅助变压器产生。具体分述如下本实用新型铃流源的功率驱动电路、直流/直流变换电路、基准正弦波电路和正弦波脉宽调制电路与现有铃流技术一致。
本实用新型铃流源的低频逆变电路的主要组成结构如下滤波电感的一端与主变压器的次级主绕组的中心抽头相连，滤波电感的另一端与铃流电路的输出端相连；用于换流的两个MOSFET之一的漏极和所述两个MOSFET之另一个的源极分别与主变压器的次级主绕组的另外两个抽头经过一整流电路后的两个端头相连；而所述两个MOSFET之一的源极和所述两个MOSFET之另一个的漏极相连，并通过取样电阻与次级的地相连；由于所述两个MOSFET之一的源极与次级的地之间只连接一个极小的取样电阻，这样，所述两个MOSFET之一的源极的电位可近似等于次级地的电位，因而对其可直接进行驱动，且驱动电源可直接用副边的工作电源；所述两个MOSFET之另一个通过光电耦合器驱动，而驱动电源可以巧妙地利用铃流信号输出端与两个MOSFET之另一个的源极的电位差来提供。而驱动的信号来自逻辑电路。
本实用新型的误差放大及隔离反馈电路采用全波精密整流技术，节省1只光电耦合器。
本实用新型的限流电路可实现全波限流。该限流电路由取样电阻、运放、反相器及2.5V基准等组成，限流的原理是根据负载电流的大小，正半波通过运放及其阴极与运放的输出端相连的箝位二极管箝制与箝位二极管的阳极相连的三极管基极的电位，并通过光电耦合器反馈，限制SPWM输出脉宽；负半波通过反相器及运放、箝位二极管箝制三极管基极电位，并通过光电耦合器反馈，限制SPWM输出脉宽，从而达到限流的目的。
本实用新型铃流源的逻辑电路是一比例放大器。它通过选择适当的比例放大倍数，轻而易举的消除了现有技术的“尖峰毛刺”。
本实用新型铃流源的辅助电源由独立的辅助变压器产生。
由此可见，本实用新型铃流源由于次级主回路只用了一个滤波电感，且所述两个MOSFET之一V3也可直接驱动，减少了一个驱动光电耦合器，取消了隔离驱动用辅助电源，又由于隔离反馈电路采用全波精密整流技术，也节省了一个隔离光电耦合器，因此，本实用新型铃流源的最大优点是在保证高性能、高可靠性的基础上获得了结构简单，成本低廉的良好效果；由于辅助电源从主变压器中分离出去，且辅助电源数量也减少了，因此变压器的绕制、装配也就更简洁、容易；由于辅助电源独立产生，不受主回路的影响，从而使铃流源的可靠性大大增加。
以下结合附图和实施例对本实用新型作进一步的详细说明，附图中相同部分用相同标号表示。
图1是采用高频正弦波脉宽调制技术(SPWM)的铃流源结构方框图；图2是现有铃流技术低频逆变电路、误差放大及隔离反馈电路示意图；图3是现有铃流技术主变压器结构示意图；图4是本实用新型铃流源一个实施例的总体结构示意图；图5是图4所示实施例中低频逆变电路的电路原理图；图6是图4所示实施例中误差放大及隔离反馈电路的电路原理图；图7是图4所示实施例中逻辑电路的电路原理图；图8是图4所示实施例中限流电路的电路原理图；图9a是图5所示框图中V3的驱动单元的电路图；图9b是图5所示框图中V4的隔离驱动单元的电路图。
从图4中可以看出，本实用新型的低频逆变电路402的具体结构如下滤波电感403的一端与主变压器T1的次级主绕组401的中心抽头405相连，滤波电感403的另一端与铃流电路的输出端Vo相连；用于换流的两个MOSFET之V3的漏极、V4的源极分别与主变压器T1的次级主绕组401的另外两个抽头404、406经过一整流电路409后的两个端头409A和409B相连；而V3的源极和V4的漏极相连，并通过取样电阻R与次级的地GND2相连；由于V3的源极与次级的地GND2之间只连接一个极小的取样电阻R，这样，V3的源极的电位可近似等于地GND2的电位，因而可直接进行驱动，且驱动电源可直接用副边的工作电源；V4通过光电耦合器423隔离驱动，其工作电源为与铃流源的输出Vo相连的电阻407及其阴极与电阻407的另一端相连而其阳极与V4的源极相连的稳压二极管408组成的降压电路提供。而驱动的信号来自逻辑电路410。从图4中还可以看出，本实用新型的限流电路417通过钳位二极管418钳制驱动三极管419基极的电位，然后通过光电耦合器421隔离反馈实现限流；而本实用新型的误差放大及反馈电路411原理为输出电压取样信号202通过误差放大器105与基准正弦波104输出的基准信号204比较放大，再经过全波整流电路416整流后控制驱动三极管419的基极电位，通过光电耦合器421隔离驱动控制电阻420的电位，从而控制正弦波脉宽调制108的输出脉宽，达到稳定工作的目的。而辅助电源424独立地通过辅助变压器T2产生，其中VDD、VSS分别为次级的正、负辅助电源，VC为初级的辅助电源。
由图5可知，本实用新型铃流源实施例的低频逆变部分由V3及其直接驱动电路501、V4及其隔离驱动电路502、逻辑电路410和滤波电感403等组成，逻辑电路输出端A1使开关MOSFET管V3、V4以25Hz的频率交替导通实现低频逆变。V4导通，Vo端输出正半周。V3导通，Vo端输出负半周。
图9a、图9b分别是图5所示框图中V3的驱动单元电路和V4的隔离驱动单元电路图。从图中可看出1、逻辑电路输出端A1输出高电平时，通过电阻907、908使三极管902基射极间承受反压而截止，导致光电耦合器423截止，从而使MOSFET V4的栅极G4无驱动信号而关断，同时，通过电阻905、906使三极管901导通，驱动信号加在MOSFET V3的栅极G3和源极S3之间，V3导通，输出负半周。其中电容904用于吸收杂波。
2、逻辑电路输出端A1输出低电平时，三极管901基极与射极间承受反压截止，从而使MOFET V3关断，二极管903用于保护三极管901的基极，同时，三极管902开通，光电耦合器423开通，驱动信号加在V4的栅极G4和源极S4之间，V4导通，输出正半周。
从图5中逆变电路的拓朴结构可看出，次级地端GND2选在与MOFET V3与V4的连接点相连的极小的电阻R的另一端，换句话说，场效应管V3的源极与次级地GND2近似为同一电位，这样可以方便地利用系统工作电源直接驱动V3，不需要附加独立的电源隔离驱动。
图6是本实用新型铃流源的误差放大及反馈电路的电路原理图，从图6可看出，该反馈电路由运放105及由运放601和二极管602、603组成的全波整流电路416、驱动三极管419、光电耦合器421等组成。本实用新型铃流源的输出电压经过分压后取得的电压202送到运放105的反向输入端，与基准正弦波104产生的标准正弦波信号204进行比较，放大。这个放大后的误差电压是一准正弦波，再由运放601和二极管602及603将这一准正弦波整流后驱动三极管419，经过光耦421隔离反馈后，在电阻420上得到一脉动直流电压VF,VF被送到正弦波脉宽调制器108。由此，我们可清楚地看到这个电路与现有技术相比，节省一光耦、一只三极管，对降低产品成本有利。
图7是本实用新型铃流源的逻辑电路的电路图。它将一准正弦波即运放105的输出B1通过运放702放大变成一梯形波去驱动换流用MOS场效应管V3和V4进行换流。该电路虽然是一简单的反相比例运算放大器，但比例R1/R2的选择直接影响输出正弦波的交越失真。其比值在1.5至5之间为最佳。
图8是本实用新型铃流源的限流电路的电路图，该限流电路是为图6反馈电路专门设计的限流电路，该电路的特点是在使用一个反馈光电耦合器的反馈方式中完成对输出正弦波上下两个半周限流。
从图8可看出，该限流电路由取样电阻R、运放801、反相器802、箝位二极管803及2.5V基准和分压电阻R3、R10等组成，限流的原理是当负载过重时，限流电路动作，通过箝位二极管803箝制驱动三极管419的基极电位，通过光电耦合器421隔离控制，从而限制SPWM输出脉宽，达到限流的目的。限流动作点可通过选择比值2.5×R10/(R10+R3)决定。下面结合原理图对限流原理作进一步定性说明正常工作时，运放801输出电压804为高电平(接近于工作电压VDD)，随着负载电流增大，电流取样电阻R两端电压有效值升高，运放801输出电压804将下降，当取样电阻R两端电压接近2.5×R10/(R10+R3)V(限流设置点)时，运放801输出电压804将下降到使箝位二极管803导通，驱动三极管419基极电位被箝位，从而使SPWM输出脉宽受限，达到限流的目的，下半波限流通过运放801动作，上半波限流通过反相器802反相后导致运放801动作。从而只通过一个光电耦合器的反馈就实现输出铃流信号正负半波的限流。
虽然以上已以最佳实施方式详细描述了本实用新型的主要技术特征和优点，但本实用新型的保护范围显然并不局限于以上实施例，而是包括本领域技术人员对上述创造构思可能作出的各种显而易见的替换方案。
权利要求1.一种铃流信号源包括功率驱动电路(101)、主变压器(T1)、整流电路(409)、低频逆变电路(402)、基准正弦波电路(104)、正弦波脉宽调制电路(108)、误差放大及隔离反馈电路(411)、限流电路(417)和辅助电源(424)，其特征在于所述铃流信号源的低频逆变电路(402)还包括滤波电感(403)、用于换流的两个MOSFET(V3)和(V4)及其驱动电路(501)和(502)、逻辑电路(410)，其中，滤波电感(403)的一端与主变压器(T1)的次级主绕组(401)的中心抽头(405)相连，滤波电感(403)的另一端与铃流电路的输出端(Vo)相连；用于换流的两个MOSFET之一(V3)的漏极和所述两个MOSFET之另一个(V4)的源极分别与主变压器(T1)的次级主绕组(401)的另外两个抽头(404,406)经过一整流电路(409)后的两个端头(409A,409B)相连，而所述两个MOSFET之一(V3)的源极和所述两个MOSFET之另一个(V4)的漏极相连，并通过取样电阻(R)与次级的地(GND2)相连；所述辅助电源(424)包括独立的辅助变压器(T2)、次级正电源(VDD)、次级负电源(VSS)、初级辅助电源(VC)。
2.根据权利要求1所述的铃流源，其特征在于所述两个MOSFET之一(V3)用任一已知驱动电路直接驱动，且驱动电路所用驱动电源即是所述辅助电源(424)中的次级正电源(VDD)。
3.根据权利要求2所述的铃流源，其特征在于所述铃流信号源的所述两个MOSFET之一(V3)的驱动电路(501)包括其发射极与所述两个MOSFET之一(V3)的栅极(G3)相连，其集电极与次极正电源(VDD)相连而基极通过一电阻(906)与所述逻辑电路(410)的输出端(A1)相连的驱动三极管(901)；射极电阻(905)；与射极电阻(905)并联的电容(904)和其阴极与所述驱动三极管(901)的基极相连而其阳极与所述驱动三极管(901)的发射极相连的二极管(903)。
4.根据权利要求1-3任一项所述的铃流源，其特征在于所述两个MOSFET之另一个(V4)通过光电耦合器(423)驱动，而驱动电源可以由铃流信号输出端(Vo)与两个MOSFET之另一个(V4)的源极的电位差来提供。
5.根据权利要求4所述的铃流源，其特征在于所述铃流信号源的所述两个MOSFET之另一个(V4)的驱动电路(502)包括光电耦合器(423)、PNP型三极管(902)、稳压二极管(408)和电阻(407、907、908)，其中，电阻(907)的一端与逻辑电路的输出(A1)相连，其另一端与三极管(902)的基极相连，电阻(908)的一端与三极管(902)的射极相连，三极管(902)的集电极与光电耦合器(423)中的发光二极管的阳极相连，光电耦合器(423)中的发光二极管的阴极与次极负电源(VSS)相连，光电耦合器(423)中的接收三极管的射极与所述两个MOSFET之另一个(V4)的栅极相连，光电耦合器(423)中的接收三极管的集电极与稳压二极管(408)的阴极相连，同时与电阻(407)的一端相连，电阻(407)的另一端与铃流源的输出(Vo)相连。
6.根据权利要求1所述的铃流源，其特征在于所述误差放大及隔离反馈电路(411)由基准正弦波(104)、误差放大器(105)、全波整流电路(416)、驱动三极管(419)和反馈隔离光电耦合器(421)组成。
7.根据权利要求1所述的铃流源，其特征在于所述铃流信号源的限流电路由取样电阻(R)、运放(801)、反相器(802)、钳位二极管(803)、驱动三极管(419)、隔离反馈光电耦合器及2.5V基准等组成，当所述铃流源输出正半波而超过限流点时，由取样电阻(R)采集到的电流信号通过运放(801)与2.5V基准比较的输出(804)经位二极管(803)控制驱动三极管(419)的基极电位，从而通过光电耦合器反馈实现限流控制。
8.根据权利要求4-7任一项所述的铃流源，其特征在于所述铃流源的所述低频逆变电路(402)中的逻辑电路是一比例放大器。
10.根据权利要求9所述的铃流源，其特征在于所述逻辑电路中比例放大器的比例系数最佳范围为1.5至5之间。
专利摘要一种结构简单,成本低廉可靠性高的铃流源。其低频逆变电路采用新的拓朴结构,使所述换流用的两个MOSFET之一可以直接驱动,使所述两个MOSFET之另一个的驱动简化;误差放大及隔离反馈电路采用全波精密整流技术;限流电路可实现全波限流;采用新型的逻辑电路消除“尖峰毛刺”;另外辅助电源不再依赖于主变压器而独立地通过辅助变压器产生。
文档编号H04M1/78GK2325931SQ9720874
公开日1999年6月23日 申请日期1997年2月27日 优先权日1997年2月27日
发明者王文健 申请人:深圳市华为通信股份有限公司