专利名称：移动终端与附属装置之间的通信方法
技术领域：
本发明的目的在于移动终端与附属装置之间的通信方法。附属装置可以是任意的，典型的一个是代替铃声并报告被呼叫移动终端的持有者而不产生噪声的蜂鸣器，或者麦克风-耳机。而且，附属装置还可以是更为复杂的外围设备，如微型计算机的链接接口。
本发明的目的是使这种通信变得容易，同时给出更大的传输容量。
已经知道，在移动终端领域有一些附属装置，通过这些附属装置可与移动终端建立联系，或至少使用这些附属装置可以接收来自这个移动终端的信息。在移动终端和附属装置之间的传输可以是声音的，亦可使用红外线。在这种情况下，传输要求在移动终端和附属装置中安装专门的能够执行的发送器和接收器。也还知道，述及的传输是无线电子学的。传输的方式例如是固定在一个局域型频率上(27MHz)或是其它。使用适当的协议，便可以激励并进入与任何的附属装置的通信。因此在后面这些情况下，就需要在移动终端和附属装置中安装附加电路来完成这样的通信，这些附加电路是昂贵的。
另外有一种传输方式，它可以具有下面的性质移动终端通过无线电收发系统与公用网的一个基站交换。使用这样的系统有两个问题首先，不能用杂散发射干扰公用网，其次，也是更重要的，在移动终端与基站间的协议使用专门的编码，特别是GMSK即Gamssian MinimunShift Keying(高斯滤波最小频移键控)型编码，意味着灵活的最小高斯型频移。这种编码需要在接收处有同样类型的一个解码器来接收和翻译由移动终端发送调制器传输的信号。这就使附属装置的接收装置非常贵，因为这样的解码要求的信号处理装置是很复杂的。
申请号为EP0830044的专利介绍了一个这样的系统，并建议解决第一个问题，即与公用网信号的干扰问题。然而这个方案并没有涉及到解决第二个问题，并且结果有系统复杂的弊端。
为了解决这个通信问题，本发明希望在与附属装置的通信中既不在接收处的附属装置中安装专门的电路来接收根据GMSK型编码所调制的信号，也不在移动终端中安装并联的电路来消除GMSK编码器的功能。在本发明中反而将要使用GMSK型编码器。
因此为了避免传输信号的复杂效应，就将一些比特串提供给GMSK编码器，这些比特串的翻译是在编码和调制之后在用调制的载波频率的纯正弦调制的形式下表述的。
在本发明中将要证明，可以生成多个专门的比特串，导致对载波频率进行多个纯正弦波调制。这些专门比特串的交替就能产生编码信号的发送。使用这些编码信号，在附属装置中只要实现一个简单的能在测量调制信号频率时检测纯正弦信号的存在的接收器就足够了。可以证明，一方面，用来实现这样的接收的设备是非常质朴的，非常廉价的；另一方面，这样可以激励多种附属装置的一个，因此可以有效地用一个不可忽视的流量传输信息，述及的流量可以有或超过10千比特。
因此，本发明的目的在于一个移动终端与这个终端的附属装置之间的一种通信方法，移动终端可以使用一个发射调制器用表示第一信息的信号调制位于标称频带内的第一载波来与一个基站交换第一信息，述及的移动终端还可向附属装置传输第二信息。这种方法的特征在于，对于向附属装置传输第二信息来说-述及的移动终端的发射调制器调制位于标称频带内的第二载波。
-第二信息是通过将第二载波信号纯正弦波调制来传输的。
本发明的另一目的在于一种可以实施这种终端的移动终端，即具有下列装置的移动终端-第一装置，用来与用表征第一信息的信号调制标称频带内第一载波的发射调制器协作，和基站交换第一信息，和-第二装置，用来向一个附属装置(2)传送第二信息。
这种终端的特征在于述及的第二装置能用纯正弦波调制标称频带内的第二载波并能和发射调制器协作来传输第二信息。
阅读后面的伴有例图的说明将更好地理解本发明，这些图仅作为本发明的说明，对发明不具任何限制，各图是
-
图1是用来实施本发明的方法的一个移动终端、一个基站和一个附属装置的示意图；-图2是在GSM-TDMA(时分多址)型应用中一方面是移动终端和基站之间，另一方面是移动终端和附属装置之间的信号交换时序图；-图3是具有本发明改进的移动终端的传统调制器的示图；-图4是在附属装置中实施的解调器的示图；-图5是本发明中用来激励GMSK编码器的专用比特串的示图。
图1示出一个移动终端(1)，当它和附属装置2建立通信时用来实施本发明的通信方法。
附属装置2具有例如一个麦克风-耳机，和(或)一个呼叫警报蜂鸣器。
可以预想，述及的移动终端1只具有基本装置，特别是通信所必须的装置，而其它通常放在移动终端中的装置都放逐于一个或多个附属装置中，这样，麦克风，话筒可都在附属装置2中，而不在移动终端1中。
根据已知的方法，移动终端1通过赫兹通道3和移动电话的公用的或专用的电话网的一个基站4交换信息，交换信息是通过移动终端1中的发射调制器调制在标称频带内的载波Fj来实现的。已知各个标准的可用频带GSM(可用频带在880MHz和960MHz之间)，DCS(可用频带在1710MHz和1880MHz之间)，PCS(可用频带在1850MHz和1990MHz之间)以及UMTS，其频率约为2200MHz。标称频带包括可用频带加上可用频带边缘的超出范围。根据这一观点，本发明的思想是，如果发射3是产生在移动终端1和基站4之间通信的标称频带内，则述及的移动终端所使用的用于和附属装置2之间的通信的赫兹连接也在同一个标称频带内。这样，避免起初没有预计的发射在为别的通信保留的标称频带中产生噪声。另外，由于选择这些频带，而所有的移动终端将也是这样。一切都不变。这还导致终端-附属装置整体的价格的减少。
图2示出在GSM-TDWA型的应用范围内的一个移动终端一方面和一个基站交换，而另一方面和附属装置2交换的方式，在所示的时序图中，移动终端在时间窗口6内接收由基站4以载波Fp发射的信号RX。根据已知的方式，在同一帧8的后面或前面的时间窗口7中，移动终端用于向基站4发送信号TX。信号RX和TX都是语音信号或是数字数据。
移动终端1适宜向基站4发射的信号的功率电平是可变的。这个功率级决定于移动终端距基站4的远近，这个电平处于最小的9级和最大的10级之间。根据一种已知的方法，作为响应移动终端发射的载波频率为Fj，并按照预建的频率规划变化。频率Fp和频率Fj都在标称频带内。因此将标称频带按标准分成两个频带，第一频带用于由基站向移动终端发射，而第二频带用于由移动终端向基站发射。在没有别的离移动终端1近的移动终端的干扰时，移动终端在它与它的附属装置2间建立的赫兹通信5中使用载波频率Fk，载波频率Fk位于分配给从移动终端1向基站4发射的频带中，即频率Fj的频带内。
另外，最好移动终端在和附属装置2的通信5中的发射级11要小于最小级9，这可避免基站4不能被发送给附属装置2的信号所激励，在基站4呼叫移动终端1时，移动终端可在时间窗口7内用频率Fk向附属装置2发送信号。实际上，在呼叫时，窗口7并没有被移动终端1用来与基站4进行通信。或者即使使用这个窗口7，则是使用一个等待频率Fj，而不是Fk。有可能，如果移动终端的发射调制器是多载波的，则同时在窗口7期间以载波频率Fj和基站4通话，而以载波频率Fk保持与附属装置2的通话，在此情况下，Fk不同于Fj。
然而完全有可能，向附属装置2的发射5是处于时间窗口12和13期间，而不是在时间窗口6和7期间。也完全有可能在具有八个窗口的一个帧8内有多于1个窗口用于移动终端1和附属装置2通话，这样在具有八个窗口的一帧内，除了接收窗口6和发射窗口7外，最多有六个窗口可以与附属装置2通话。
这里指出，在本发明中，时间窗口的结构的实施是自然的，没有特别的困难，这是因为一方面，移动终端中已经装有能在时间窗口期间运行的机构，另一方面移动终端的操作系统的程序能在选定的时间窗口期间运行。非常简单，在与附属装置2通话的情况下，则对述及的程序进行修改，以使一个、二个或六个窗口可以用于和附属装置2连接的范围内。可以清楚地看到，这样做在移动终端中无任何变动，所修改的仅为程序的内容。这个程序的附加内容只需一次录入，只占据很小的附加存储器，且很容易放在移动终端的程序存储器中的可用位置图3扼要地示出在移动终端的调制器方面，特别是多载波调制器方面目前最好的实施例。要发射的信号，预先经过压缩编码、冗余编码、信道编码或其它编码，在发生器14的输出处以数字的形式是可得到的。对此将做专门的综合的介绍。一个编码器15，特别是GMSK型编码器接收发射信号的比特，并根据同一信号的前面的比特(在一个简化的例子中，取前面的二位时间)生成编码信号，符号，同时导致在给定的时间间隔内(本例中为3比特)对调制线性化。编码可以是GMSK编码以外的别的编码。无论如何，使用的等效编码将导致调制器输出信号的翻译困难。在本发明中，所指的是寻求发生器14的比特序列，其经编码器15编码便导致一个经由发射载波的纯正弦信号的调制。在一个根据GSM标准的例子中，信号的比特是由发生器14以13/48MHz的频率(约等于270KHz)发送的。编码器15按照同样的节律发送符号。而后转换表16输出和由编码器15所生成的符号相对应的瞬时频率的样本。
这样，和转换表(16)相连接的相位累加器17便接收到与频率成比例的信号。相位累加器17将接收到的样本加入自己的内容中，并将其全部重新注入它的两个输入中的一个中。相位累加器就产生规则变化的瞬时相位。置于相位累加器输出端的与其说是瞬时相位，不如说是述及的信号比特所产生的节律。最好使相位累加器输出超采样而使工作的速度更快，例如是其速度的8到32倍。在一个示例中，超样本(Suréchantillonnage)的比率为16。这意味着，依频率值的码转换表和相位累加器的激励节律例如都为16×13/48＝13/3MHz。瞬时频率的值被标称化以与在超样本周期中产生的相位偏移相对应。
这样得到了瞬时相位的同时，可以使用正弦和余弦变换表18和19产生与调制信号的瞬时幅度相对应的信号。然后，只需要将这些瞬时幅度信号用数模转换器20和21(CNA)进行变换，再注入混频器22和23中以生成要发射的信号。述及的混频器接收本机振荡器25的并用相移器24将之相移90°的载频信号。由混频器22和23产生的信号再进入第三个混频器26进行混频，述及的混频器26还有放大器的作用。述及的放大器与天线27连接用来发射信号。
为了由频率在零附近的信号得到一个可编程的载频Fj，就需要用加法器28产生跳频。已知将加法器28插入转换表16和相位累加器17之间，以便在每个取样周期内将编程的载波频率Fj迭加在瞬时调制频率上。为了进行这个加法运算，当然，超样本率应该大于最大的合成频率，以避免频谱重新折迭。在一个示例中，最大的合成频率为26MHz。这个最大频率和64个200KHz的(或12条8MHz)的频带再乘以2相对应，以便满足Nyquist标准。在这种情况下，选择超样本率为4，同时超样本频率为104MHz。
这样做，就能用天线27向基站4发送信号，亦能向附属装置2发送信号。在此情况下，频率为Fk信号便可输给加法器28。根据本发明，在天线27上可用的信号将为一用纯正弦信号调制的信号，或者至少是用纯正弦信号调制的频谱的大部分量。在这些条件下，在图4中，只需要在附属装置2中装入一个非常简单的接收器即可。它自然有一个和混频器30相连的天线29，述及的混频器30接收来自本机振荡器31的信号。本机振荡器31的振荡频率固定在Fk，和预定的向附属装置2发送的信号的频率相对应。在混频器3的输出端有一低通滤波器32。确定滤波器32的截止频率，以使这个滤波器可用于包络检波电路33。电路33例如简单地具有一个串联的二极管34和一个并联的电容器35。电路33是一整流电路，根据滤波器32是否让来自混频器30的解调生成的信号通过，在其输出36处输出状态是1或0。
图5示出怎样在图3所示的调制器中用载波频率的纯正弦波调制生成调制信号。在一个示例中，发生器14产生一个1和0的交替序列，或是一个0的序列。在此情况下，可以证明在混频器26的输出处有一由67KHz的纯正弦波所调制的载波频率Fk。另外，如唁发生器14生成的是一对1和一对0的交替序列，则频率Fk将由25 KHz的纯频率所调制。在第一种情况下，按照由发生器14所生成的是1和0的交替序列或仅为0的序列，在混频器26的输出处的可用信号是67.7KHz或-67.7KHz的信号。在实际中，由此而产生的倒相还和相位编码器15在它接收发生器14的信号时的状态有关。如果采用如在附属装置2中的接收电路那样的包络检波器，+67.7KHz和-67.7KHz之间的区别是没有多大价值的。如选别的接收器，则可利用其间的差别。特别是需要有一产生Fk为-67.7KHz的本机振荡器31。在此情况下，以振荡基带调制的信号根据发射的信号将或以135.4KHz，或以0.4MHz振荡。人们可以通过包络检波器和匹配滤波器来识别。
在示例GSM-TDMA的情况下，在577微秒的时间窗口内容纳156比特，一个比特-符号的持续时间约为3.7微秒。考虑到有滤波器32的存在，特别是当纯正弦波调制的信号是25KHz的信号时，就必须在至少40微秒内发射调制的载波，以便滤波器32接收到25KHz信号的一个完整的半周。为谨慎见，最好是使持续的时间更长些，约为70到80微秒。在实际中这样选择，用发生器14构成这个发生器的20符号为一组的信息块。在由天线27发射的信号上的调制变换是用一个按纯正弦变化的信号来调制的。
实际上，在一个时间窗口过程中，只能传输7个每个为20个符号的信息块，因此，只有7个有用信息位。可以选择更短的发射持续时间，特别是编码器15的符号数为低于20个，以便增加这样所构成的信道的传输流量。然而在这种情况下，接收的质量较差。相反，可以牺牲流量而求质量，在此情况下，每个符号信息块包括大于20个符号。
为能接收频率为25KHz和为67KHz的信号，即以两个不同的频率，可以用滤波器37和包络检波器38与滤波器32和包络检波器33构成两路。在这种情况下，两个滤波器32和37中的一个用来截断两个预定的纯正弦调制频率之间的中间频率。例如低通滤波器32的截止频率为45KHz而低通滤波器37的截止频率低于15KHz。于是滤波器32就让频率为25KHz的信号通过，而拦截频率为67KHz的信号。根据需要，可以使用高通滤波器而不是低通滤波器。还可使用全波整流而不是半波整流(这可增加信道的流量)，或者增多滤波器32、37及其它，还使用多个不同的纯正弦波。
在最后一种情况下还可考虑一个固定的检波阈值，用来测量如33和38那样的检波器输出的信号，考虑用编码器14发送一个复合信号，这个复合信号就是使如33、38那样的多个检波器能同时激励的信号，而非其它类型的。概言之，可以预计，调制载波Fk的信号可以是，也可以不是25KHz和67KHz的复合频率。
在各个情况下都保持使用GMSK型的编码器15，在关于图3的说明中表明难于在发射链中将其去掉。在接收时，一个简单的像32和37那样的滤波器组总能使附属装置2接收到向它发来的信息。
这样，只要在577微秒内传输7比特，便得到约10千比特/秒的流量。如果使用同一帧中的多个窗口，则流量可以大得多。
可以得到在调制器26输出处可用的信号的调制的一个变形，而不是从一个符号信息块到另一信息块去改变来自信号发生器14和(或)从编码器15的信号。在这种情况下，最好总是提供给编码器15同一个序列，这里所述的序列是在上面已经指出的序列中的这一种或另一种，它是由天线27发射的由唯一的纯正弦频率的信号所调制的载波。在这种情况下，为了传输信息，要对本机振荡器25稍做修改，使其按下述方式运行。
振荡器25可以是一个中频(约100MHz)振荡器，或为一交叉频率(等于发射频率Fj加上或减去中频)振荡器。这样的本机振荡器25通常是由石英按照下面的方法建立起来的。石英振荡电路39产生一个13MHz的信号，位于石英振荡电路39输出端的除法器40将这个信号除以65，以生成频率为200KHz的信号，200KHz的频率是移动终端发射频率Fj(或Fk)的典型的调制宽度。它也是分开两个相关的载波频率Fj和Fj’的间隔。接着将被除法器40所除的信号引入控制振荡器25的电压的比较器41。一个除法器42提取本机振荡器25输出的信号，用选择的系数将这个信号分频，再将其注入比较器41的另一个输入端。这样的一个负反馈电路的作用在于由振荡器25输出的信号是负反馈回路的带宽(200KHz)的为除法器41所选系数的倍数。当调整好这个系统时，且当信号发生器14发出如图5所示的比特串时，则载波Fk的调制便是不变的。
当然这样的恒定调制所传输的信息是不完全的，仅表示存在或不存在。如保持这样，便产生如下之结果当一个移动终端要呼叫自己的附属装置时，而用同一种方法制造附属于其它移动终端的其它附属装置将也被激励。这样的二进制信息因此是不完全的。
在本发明中，在此情况下，考虑调制本机振荡器25的电压控制而不是考虑改变发生器14的符号序列。在实际中，这可导致在比较器41的输出端和振荡器25的控制输入端之间，以及在振荡器25和数模转换器44之间放置一个加法电路43。转换器44发出的电压与由总线45传给它的控制信号相对应。总线45和移动终端的微处理器系统相连。微处理系统能将n个二进制状态中的一个置于通向转换器44的总线45中。这个二进制状态使得在振荡器25的调整链中改变本机振荡器25的调整的误差电压。
实际上，在所有的移动终端中都有一个包括比较器41、本机振荡器25和除法器42的调节链路，在某些全数字的装配中，甚至可以省掉加法器43和转换器44。实际上，可以将除法器40和(或)除法器42看成是用65(或其它数)去除的计数器-扣数器。于是可利用总线45上的可能的二进制状态在计数-扣除数之前来预调整计数器40和(或)扣数器42。将这两个调整到一个非零的计数状态。在这种情况下，在振荡器25的输出处可用的信号将偏离其频率。这个频率偏移接近等效于载波频率的调制。在任何情况下在图4所示的电路中都很容易接收到。
这样，保证发射的可用调制频率是一个选择的频率，例如67KHz，这个频率被总线45所传送的二进制状态所调制。述及的二进制状态可以是零，在这种状态下，在接收器29-38中接收的信号是67KHz的单一频率的信号；述及的二进制状态亦可是非零状态且随时间变化，振荡器25也随运行而改变，67KHz调制所得到的信号就向一个或多个其它的值偏移。可以使用其它如上面所描述的滤波器来对其它信号检波。偏移信号或者是完全超出接收频带的发射信号。在这种情况下，没有67KHz的信号。在这种情况下述及的调制便是所有类型，或什么也没有。
在前面的情况下，在编码器15中必须有20个符号用来在接收时能够对25KHz的信号检波，而在调制频率为67KHz的情况下，对应于10个符号的持续时间就够了。在这种情况下在577微秒的一个时间窗口12，7或13中，流量甚至可达16比特。使用这样的分配，移动终端1的微处理器系统应在总线45设置的二进制状态的速率为每个时间窗口16个状态。这里指出，使用这最后一个办法，勿需使用包络检波器的另一个链37、38，就可使流量提高。
与其使频率Fk位于标称频带的有用带宽内，不如使频率Fk随便地更远些或这儿或是必要时位于这个标称频带的两个有用带宽之间。例如在GSM范围内，使用频带是880-960MHz，可预计频率Fk为870MHz，直到850MHz。在这种情况下，选择载波频率Fk为在标称频带内的一个频率，在使用频带之外，但小于距使用频带的边缘5％。
为了确定本机振荡器31可用的频率Fk，可以在工厂里将附属装置2和移动终端配对，这样就在附属设备2上装上一个本机振荡器31。本机振荡器31是不需要调整的。只需在预定的标称发射波段内测量它能产生的任意频率。在这种情况下使用移动终端1，考虑到移动终端应保证在整个发射频带内能有大范围扫描可能性，可以选择移动终端的频率Fj的描述，这个频率经如前所述的纯频率信号的调制，可以引导滤波器32和37来鉴别这个纯频率信号的存在。换言之，测量振荡器31的固有频率Fk，并将频率Fk选作交换频率。在这种情况下，加法器28就在移动终端与其附属装置通信时便接收来自移动终端的微处理系统的对应于Fk的信号。
权利要求
1.一种在移动终端(1)和它的附属装置(2)之间的通信方法，述及的移动终端可以通过一个发射调制器(14-28)调制位于用表示第一信息的信号所标称的频带内的第一载波(Fj)，与基站(4)交换(3)述及的第一信息，述及的移动终端还能增加向述及的附属装置传输第二信息，述及的方法的特征在于为了向述及的附属装置传输的第二信息，-述及的移动终端的发射调制器调制位于标称频带内的第二载波(Fk)，-述及的第二信息是通过将述及的第二载波的信号纯正弦波调制来传输的。
2.根据权利要求1的方法，其特征在于述及的发射调制器使用一种GMSK型调制(15)。
3.根据权利要求1和2之一的方法，其特征在于述及的第二载波具有一个等于述及的第一载波频率的频率。
4.根据权利要求1至3中任一项的方法，其特征在于述及的附属装置是一个蜂鸣器。
5.根据权利要求1至3中任一项的方法，其特征在于述及的附属装置是麦克风-耳机型的。
6.根据权利要求1至5中任一项的方法，其特征在于-通过将第二载波信息纯正弦波调制的两个调制来传输述及的第二信息。
7.根据权利要求1至6中任一项的方法，其特征在于-在述及的附属装置中接收述及的第二信息，在对传输的信号解调之后用低通滤波器(32)滤波，再对滤波了的信号进行包络检波(33)。
8.根据权利要求1至7中任一项的方法，其特征在于-在工厂中将述及的附属装置的本机振荡器(31)的中心频率(Fk)和移动终端中用于第一载波(Fj)的一个可能频率调谐。
9.根据权利要求1至8中任一项的方法，其特征在于-选择述及的第二载波频率是处于标称频带之内、使用频带之外的一个频率，其超出使用频带小于百分之五。
10.根据权利要求1至9中任一项的方法，其特征在于-为了调制，通过调整(43-45)负反馈调整电路(41-42)来偏移本机振荡器(25)的频率。
11.一种移动终端(1)具有-第一装置，通过与调制处于由表示第一信息的信号所标称的频带内的第一载波频率(Fj)的发射调制器(14-28)合作，与基站(4)交换(3)第一信息，和-第二装置，用来向一个附属装置(2)传输第二信息，述及的移动终端的特征在于述及的第二装置能与述及的发射调制器合作通过以纯正弦波调制标称频带内的第二载波(Fk)，传输述及的第二信息。
12.根据前面任一项权利要求的移动装置，特征在于述及的发射调制器能实施GMSK型调制。
13.根据权利要求11和12中任一项的移动终端，其特征在于述及的第一载波频率等于述及的第二载波频率。
14.根据权利要求11至13中任一项的移动终端，其特征在于述及的第二装置能将述及的第二信息传输给一个蜂鸣器。
15.根据权利要求11至13中任一项的移动终端，其特征在于述及的第二装置能将述及的第二信息传输给一个麦克风-耳机。
16.根据权利要求11至13中任一项的装置，其特征在于述及的第二装置能将述及的第二信息传输给一个蜂鸣器。
17.根据权利要求11至16中任一项的移动终端，其特征在于述及的第二装置能对述及的第二载波进行两个纯正弦波调制。
18.根据权利要求11至17中任一项的移动终端，其特征在于述及的第二装置是以述及的第二频率运行的，述及的第二频率处于标称频带内，使用频带之外，但在距使用频带外小于百分之五。
全文摘要
为能由移动终端(1)控制附属装置(2),使用一个用于和一个公用网的一个基站建立通信的移动终端的发射接收链(14—28)。可以证明,无需改动这个链,使用一个信号发生器(14),其产生比特,结果是用一纯正弦波调制发射载频(Fk),可以在附属装置中用一简单接收电路,其中特别包括有一低通滤波器和一包络检波器,便可以满意地接收。
文档编号H04M1/725GK1260682SQ99124879
公开日2000年7月19日 申请日期1999年11月25日 优先权日1998年11月26日
发明者阿诺德·帕里塞, 夏娃·杜格斯特 申请人:阿尔卡塔尔公司