基于上述分析可知，首先需保证产生的激励信号的频域宽度小于等于Bsub。；在此 基础上，使得激励信号的时域宽度尽可能小。但是，信号的时频测不准原理指出，任意一个 信号，其时域和频域的宽度满足，
[0091]
[0092] 其中上式中的sYt)表示信号的时域函数的赫尔米特变换，Covt"表示信号时域表 达式和频域表达式的相关系数。
[0093] 理论证明，线性调频脉冲能够使得上述式（2)中等号成立，取得在时域和频域最 优化的分辨率。线性调频脉冲的基本表达式为：
[0094] (3)
[0095]其中，上式中的a、P是待定系数，w。表示信号载波频率，t表示时间。
[0096] 在上述分析的基础上，测量参数选择过程具体说明如下：
[0097] ①根据式（1)和（3)可得到线性调频脉冲的时域和频域宽度：
[0098] (4)
[0099] ②令符号奈奎斯特采样周期Tsani^和子载波带宽Bsub。分别等于线性调频脉冲的时 域和频域宽度，可以计算线性调频脉冲的参数a和0的值；当然，理论上也可分别选择小 于符号奈奎斯特采样周期Tsani^的采样周期和子载波带宽Bsub。的带宽分别等于线性调频脉 冲的时域和频域宽度，然后计算得到计算线性调频脉冲的参数a和0的值；
[0100] ③在正交频分复用信号的符号带宽Bs内均匀选择Nf个子载波频点Wl (考虑复杂度 与准确性的折中，优选根据无线信道相干带宽的估测值进行选取）作为测量子载波频点，Nf 大于等于1，i大于等于1，小于等于Nf ;为了提高测量结果的精度，优选Nf的取值大于等于 2，下面以Nf的取值为10进行说明；
[0101] 在正交频分复用信号的符号周期内均匀选择队个采样时刻t,(考虑复杂度与准确 性的折中，建议根据无线信道相干时间的估测值进行选取）作为测量采样时刻，Nt大于等于 l，j大于等于1，小于等于Nt ;为了提高测量结果的精度，优选Nt的取值大于等于2,下面也 以队的取值为10进行说明。
[0102] ④根据TD-LTE系统相对地面的速度等情况以及TD-LTE系统使用的载波f。，估算 出ID-LTE系统的信号最大传输时间延迟t_和频率偏移f_，以供后续步骤使用，具体过 程如下：
[0103] 通常高铁沿线基站间隔2_3km，高铁列车运行在基站覆盖区间内，假设发送信号功 率为1W，直射路径信号接收功率约为1八4 Jr d4) = 1八4 Jr 15004) = 3. 5*10 %。通常，当多 径信号分量功率小于直射路径信号功率的1%后，其余多径信号分量可以忽略。此时多径信 号接收功率为3. 5*10、，对应d4 = 1八4 Jr 3. 5*10 wW)，即传输距离为4. 7km。
[0104]最大传输时延（4. 7-1. 5)km/c= 10us。
[0105] 列车运行速度约为300kmph，最大频率偏移约为：
[0106]
[0107] 上式（5)中的fc为中心频点频率，v为TD-LTE系统相对地面的速度，c为光速。
[0108] 经上述过程确定好了各测量参数后，进入上述步骤102和103,在确定的测量子载 波频点上根据测量采样时刻生成线性调频脉冲测量信号，对生成的线性调频脉冲测量信号 进行处理后注入ID-LTE系统。本实施例中在确定的每个测量子载波频点上，在每个采样时 刻生成一个线性调频脉冲测量信号，根据上述分析过程可知，生成的线性调频脉冲测量信 号的频域宽和时域宽度分别小于等于正交频分复用信号的子载波带宽和奈奎斯特采样周 期。
[0109] 在上述步骤中，队和Nt取的取值都为10,也即存在10个测量子载波频点Wl、w2、…… Wi。和10个采样时刻tKt2、……t1(];在第一个测量侧载波频点上，将对应的为Wl和10个采 样时刻tut2、……h。带入上述式（3)即可得到该频点上的10个线性调频脉冲测量信号；对 应的，在其他测量子载波频点上生成线性调频脉冲测量信号的过程相同。下面结合附图测 试信号的生成过程进行说明。
[0110] 请参见图2所示，本实施例采用的信号产生器为声表面波色散换能器，因为其截 断率边缘很陡峭，具有很好的时域和频域自相关特性，体积很小，潜在成本低。对应的，本实 施例选择Nf个信号产生器，根据上述计算得到的a、0以及确定的^和^在相应的频点 上同时生成、发送线性调频脉冲测量信号x(t-mTc-Tc/2,f-Bc/2)，其中，m为线性调频脉冲 的序号（即第m个发送的线性调频脉冲），Tc为线性调频脉冲的脉冲周期，t为当前信号时 亥IJ，f为当前信号频率，Be为线性调频脉冲的带宽。在本实施例中，为了提高测量激励信号 的检测信噪比，本实施例中对生成的测试信号的处理包括对生成的线性调频脉冲测量信号 进行二维扰码调制。请参见下式所示：
[0111]
[0112] 其中，式（6)中的C表示NfXNt阶二维扰码（(^为+1或-1)，且具有比较理想的 自相关特性，Am，An分别表示自相关运算过程中，扩频码、n在时域和频域两个维度上的 距离。利用二维扰码C对产生的线性调频脉冲测量信号进行调制具体为：利用扩频码Cniin 调制对应子载波Wl和采样时刻t,上生成的线性调频脉冲测量信号，请参见图2所示。然后 进行功率归一化保证各信号功率的一致性以及求和得到激励信号；将得到的激励信号注入TD-LTE系统的无线信道。
[0113] 在本实施例中，在上述步骤104中，为了在接收端的每一个可能的频点上接收到 线性调频脉冲测量信号并输出其自相关值R，在接收端设置Nf+2N个信号接收器，其中Nf为 选择的子载波频点个数，N为对正交频分复用信号的最大频偏值除以正交频分复用信号的 子载波带宽得到的值进行取整后得到的值，本实施例中的取整可以向上取整，也可以向下 取整，具体取整方式可根据当前的具体应用场景选定。
[0114] 选定好信号接收器后，利用所选定的信号接收器在相应的子载波频点上接收经 ID-LTE系统输出的线性调频脉冲测量信号并输出接收的线性调频脉冲测量信号的自相关 值R。请参见图3所示，针对某一个信号的自相关值计算公式为：
[0115]
(7)
[0116] 其中上式（7)中的仏和队分别为时域线性脉冲信号个数和频域线性脉冲个数，Tc 和Be分别表示脉冲信号的时间长度和脉冲信号的频域宽度。
[0117] 在得到各线性调频脉冲测量信号的自相关值后，上述步骤105根据得到的自相关 值得到正交频分复用信号载波中心频点的频偏和时延的过程请参见图3所示，其包括：
[0118] 利用上述NfXNt阶二维扰码C对得到的自相关值R进行时域和频域的二维滑动相 关计算（具体的二维滑动相关计算的过程请参见虚线框所示），得到正交频分复用信号载 波中心频点的频偏f和时延t，也即得到ID-LTE系统接收激励信号的实时时延和频偏值， 生成对应的时延和频偏测量记录。在本实施例中，在该记录中还可进一步记录当前实时测 量的时间t以及被测的ID-LTE系统当前的位置信息L0C;当前的位置信息和时间信息可以 准确的反应测试时间以及测试时ID-LTE系统所处的工作环境，更便于后续的统计分析。
[0119] 在本实施例中，理论上得到载波中心频点的频偏f和时延t后，即可得到无线信 道冲击响应强度值。但在本实施例中，为了进一步提升测量精度，在进行合成处理之前，还 包括根据载波中心频点的频偏f和时延T推算正交频分复用信号符号带宽内至少一个其 他子载波频点的频偏和时延；然后基于得到的所有频偏和时延进行合成处理得到更为精确 的无线信道冲击响应强度值。在本实施例中，为了使得到的测量结果尽可能精确，优选根据 载波中心频点的频偏f和时延T推算正交频分复用信号符号带宽内其他所有子载波频点 的频偏和时延。具体如下：
[0120]根据载波中心频点的频偏f?推算正交频分复用信号符号带宽内其他所有子载波 频点的频偏包括：
[0121] 根据载波中心频点的频偏f，利用多普勒频偏理论计算公式计算得到激励信号的 到达角和
[0122]
P)
[0123] 上式中，F。为载波中心频点频率，f为正交频分复用信号载波中心频点的频偏，v为 所述TD-LTE系统当前的速度，c为光速；
[0124] 然后取激励信号在各子载波频点上的到达角都为於，将该到达角0带入多普勒频 偏理论计算公式得到各子载波频点上频偏值：
[0125]
[0126] 上式中，Fk为各子载波频点的频率，fk为各子载波频点的频偏，k大于等于1，小于 等于正交频分复用信号符号带宽内的子载波频点个数。
[0127] 另外，根据电磁场理论，正交频分复用信号符号带内各个子载波在无线信道中传 播的时间延迟之差非常小，可以忽略不计，因此本实施例中取正交频分复用信号符号带宽 内各子载波频点的时延都等于t。
[0128] 得到子载波频点的频偏和时延后，上述步骤106进行无线信道响应合成处理得到 无线信道冲击响应强度值的过程如下：
[0129] 根据多普勒频偏的数据对经典多径