频域ofdm符号的接收处理方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及无线广播通信技术领域，特别涉及一种频域0FDM符号的接收处理方 法。
【背景技术】
[0002] 通常为了使0FDM系统的接收端能正确解调出发送端所发送的数据，0FDM系统必 须实现发送端和接收端之间准确可靠的时间同步。同时，由于0FDM系统对载波的频偏非常 敏感，0FDM系统的接收端还需要提供准确高效的载波频谱估计方法，以对载波频偏进行精 确的估计和纠正。
[0003] 目前，0FDM系统中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是基于前导符号来实 现的。前导符号是0FDM系统的发送端和接收端都已知的符号序列，前导符号做为物理帧的 开始（命名为P1符号），在每个物理帧内只出现一个P1符号或连续出现多个P1符号，它标 志了该物理帧的开始。P1符号的用途包括有：
[0004] 1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；
[0005] 2)提供基本传输参数（例如FFT点数、帧类型信息等），以使接收端可以进行后续 接收处理；
[0006] 3)检测出初始载波频偏和定时误差，进行补偿后达到频率和定时同步；
[0007] 4)紧急警报或广播系统唤醒。
[0008] DVB_T2标准中提出了基于CAB时域结构的P1符号设计，较好地实现了上述功能。 但是，在低复杂度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1〇24、542、或者482个符号的长多 径信道时，利用CAB结构进行定时粗同步会发生较大偏差，导致频域上估计载波整数倍频 偏出现错误。另外，在复杂频率选择性衰落信道时，例如长多径时，DBPSK差分解码也可能 会失效。而且，由于DVB_T2时域结构中没有循环前缀，若和需要进行信道估计的频域结构 组合，将造成其频域信道估计性能严重下降的问题。
【发明内容】
[0009] 本发明解决的问题是目前DVB_T2标准及其他标准中，前导符号在复杂频率选择 性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。
[0010] 为解决上述问题，本发明实施例提供一种频域0FDM符号的接收处理方法，所述频 域0FDM符号包括：有效子载波和零序列子载波，其中零序列子载波位于有效子载波的两 侦h有效子载波包括固定序列子载波和信令序列子载波，且固定序列子载波和信令序列子 载波奇偶交错排列；
[0011] 所述接收处理方法包括如下步骤：
[0012] 在接收到的基带信号中存在期望接收的前导符号的情况下，通过包含信令序列子 载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载波集合对应的时域信号进行运算，以 解出该频域0FDM符号中由信令子载波所携带的信令信息；其中，所述前导符号是基于频域 OFDM符号经过傅立叶反变换后得到的时域OFDM符号而生成的。
[0013] 与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：
[0014] 针对特定的频域0FDM符号的结构，在接收到的基带信号中存在期望接收的前导 符号的情况下，通过包含信令序列子载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载 波集合对应的时域信号进行运算，以解出该频域0FDM符号中由信令子载波所携带的信令 信息。其中，所述前导符号是基于频域0FDM符号经过傅立叶反变换后得到的时域0FDM符 号而生成的。
[0015] 所述频域0FDM符号包括：有效子载波和零序列子载波，其中零序列子载波位于有 效子载波的两侧；有效子载波包括固定序列子载波和信令序列子载波，且固定序列子载波 和信令序列子载波奇偶交错排列。通过这样特定的频域结构设计，其中固定序列可以作为 物理帧中的导频，从而便于接收端对接收到的物理帧中前导符号进行解码解调。
【附图说明】
[0016] 图1是本发明的一种频域0FDM符号的频域载波分布示意图；
[0017] 图2是本发明的一种频域0FDM符号的接收处理方法的【具体实施方式】的流程示意 图。
【具体实施方式】
[0018] 发明人发现目前DVB_T2标准及其他标准中，前导符号在复杂频率选择性衰落信 道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。
[0019] 针对上述问题，发明人经过研究，提供了一种频域0FDM符号的接收处理方法，针 对特定的频域0FDM符号的结构，在接收到的基带信号中存在期望接收的前导符号的情况 下，通过包含信令序列子载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载波集合对应 的时域信号进行运算，以解出该频域0FDM符号中由信令子载波所携带的信令信息。
[0020] 为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明 的【具体实施方式】做详细的说明。
[0021] 如图1所示的是本发明的一种频域0FDM符号的频域载波分布示意图。参考图1，频 域0FDM符号包括：有效子载波和零序列子载波，其中零序列子载波（如图1中未使用子载 波）位于有效子载波的两侧；有效子载波包括固定序列子载波和信令序列子载波，且固定 序列子载波和信令序列子载波奇偶交错排列。即固定序列填充至偶子载波（或奇子载波） 位置上，相应地，信令序列填充至奇子载波（或偶子载波）位置上，从而在频域的有效子载 波上呈现固定序列和信令序列奇偶交错排列的分布状态。而当固定序列和信令序列的长度 不一致时，可以通过补零序列子载波的方式来实现固定序列和信令序列奇偶交错排列。
[0022] 其中，信令序列和固定序列的生成方法可以是：从所有可选的固定序列中选择一 个固定序列，并生成具有良好的自相关性和互相关性的信令序列集合，且基于该固定序列 和信令序列集合中任一信令序列所组成的0FDM符号在经过傅立叶反变换后满足所要求的 功率峰均比。
[0023] -个具体的实施例是，
[0024] 固定序列长度为353,幅值为1，如下式表示：
[0026] 其中，ωη的取值依顺序从左往右按行排列如下表所示：
[0029] 信令序列的个数为512个，且该信令序列集合包括4个信令序列子集合，每个信令 序列子集合均包含128个信令序列，信令序列的长度L为353。
[0030] 信令序列的生成公式方法：
[0031] 循环移位的位数（知匕，i = 0~2N-1)其中N = 7,表示每个信令序列子集合包含 128个信令序列，一共4个子集合共512个信令序列；
[0032] 首先，生成CAZAC序列：
[0034] 然后，对其进行循环移位：
[0036] 最后，从上述序列的头部开始截取长度为L的序列：
[0037] SQ (n) = sAn)，η = 0 ~L-1
[0038] 所得到的序列SQ (η)即为所需的第i个信令序列。
[0039] R为固定序列与信令序列的平均功率比，本例中为1.
[0040] 1)第一个信令序列子集合的root值为353 ;
[0041] q值的取值为如下表格中的所有数值：
[0043] 循环移位的位数为如下表格中的所有数值：
[0045] 2)第二个信令序列子集合的root值为367 ;
[0046] q值的取值为如下表格中的所有数值：
[0047]
[0049] 循环移位的位数为如下表格中的所有数值：
[0051] 3)第三个信令序列子集合的root值为359 ;
[0052] q值的取值为如下表格中的所有数值：
[0054]
[0055] 循环移位的位数为如下表格中的所有数值：
[0057] 4)第四个信令序列子集合的root值为373 ;
[0058] q值的取值为如下表格中的所有数值：
[0060] 循环移位的位数为如下表格中的所有数值：
[0062] 将这个4个信令序列子集合进行合并，得到信令序列子载波集合。
[0063] 基于上述频域0FDM符号的结构特性，本发明实施例提供了一种频域0FDM符号的 接收处理方法。如图2所示的是本发明的一种频域0FDM符号的接收处理方法的具体实施 方式的流程示意图。
[0064] 参考图2,接收处理方法包括如下步骤：
[0065] 步骤S11 :在接收到的基带信号中存在期望接收的前导符号的情况下，通过包含 信令序列子载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载波集合对应的时域信号 进行运算，以解出该频域0FDM符号中由信令子载波所携带的信令信息。
[0066] 需要说明的是，本实施例中，所述前导符号是基于频域0FDM符号经过傅立叶反变 换后得到的时域0FDM符号而生成的。例如，基于该时域0FDM符号生成循环前缀和调制信 号，从而基于循环前缀、时域0FDM符号以及调制信号生成前导符号。在实际应用中，发射端 还可以采用其他不同的方式对时域0FDM符号进行处理，以生成前导符号，在此不再赘述。 [0067] 其中，所述包含信令序列子载波的信号包括：所述期望接收的前导符号的全部或 者部分时域波形，或者从前导符号中截取时域0FDM符号经傅里叶变换后得到的频域0FDM 符号。信令序列子载波集合是由信令序列集合中各个信令序列填充至有效子载波上而形成 的集合。
[0068] 具体地，截取对应0DFM符号主体的NA长度的时域信号进行傅立叶变换后得到频 域0FD