点。
[0099] 应注意，由图2中所示传输点表征的一个发送器110和相应肥表征的两个接收器 120-1，120-2构成的示意性网络设置仅被认为是实施例的非限制性示例。所述无线通信系 统100可W包括任意其它数量和/或组合的发送器110和/或接收器120。因而，多个接收 器120W及发送器110的另一种配置均可设及在一些实施例中。
[0100] 因此，"一个"或者"一 / 一种"接收器120和/或发送器110分别在本文中指根据 一些实施例可能设及的多个接收器120和/或发送器110。
[0101] 本文所公开的方法设及非正交多址接入方案，可W称为星座扩展多址接入 (Constellation-ExpansionMultipleAccess,CEMA)，其中可W采用较高阶的调制来将多 个独立的数据流（编码的或未编码的）组合在一组时频资源上，从而实现更高的聚合数据 速率。
[0102] 如果可W开发出能够实现更高聚合频谱效率并控制复杂度增加的非正交方案，运 将是非常有益的。分层调制和叠加调制也许会成为大有前途的传输技术，其形成了开发改 进方法的起点。
[0103] 本文所公开的实施例不呈现分层特性。实际上，根据该方法，可W基于流的CQI值 对流进行分组，并在给定的一组时频资源中W同样的保护级别进行发送。因此，在一些实施 例中，可W在流之间不建立分层。
[0104] 相反，本文中公开的一些实施例可W采用动态流-标记映射，其可W为所有流实 现相等或相似的差错保护，同时为信道和其它硬件损伤提供鲁棒性特点。
[0105] 然而，本文中公开的一些实施例可W采用本地形式的高阶星座。可W任意选择星 座的二进制标记，W提高系统的性能。
[0106] 因此，本文中公开一种具有信道质量反馈的多用户下行链路场景下的多路复用方 法。在一些实施例中，所述方法可W包括并行发送Z个下行数据流，其中，所述方法采用单 个时频资源元素，并且所述方法实施例可W包括步骤：基于信道质量反馈信息，从众多Z个 狂>K)可用数据流中选择K个数据流。此外，一些方法实施例可W包括：从各所述K个数 据流中收集m。个比特，形成长度为HieK个比特的复合二进制标记。此外，所述方法实施例还 可W包括：在由所述复合二进制标记所标记的个符号的高阶扩展星座中选择星座点。 此外，在一些实施例中，所述方法可W包括：在时频资源元素中发送所述选择的星座点。根 据一些实施例，选择K个数据流，使得所选择的K个数据流与相同的或相似的信道质量流相 关联，其中，可W采用使得所述K个数据流具有相似的差错保护的方式形成所述复合二进 制标记。
[0107] 本文中公开的实施例可W应用于无线通信系统100的下行链路。所公开的CEMA 方案可W包括重载多址接入方案，其中，多个独立的数据流组合到相同时频资源元素上。可 W通过采用更高阶的调制来进行组合。然后，在不要求扩展信号带宽的情况下，在相同时频 资源上同时发送复用的多个数据流。根据一些实施例，重载是使得多个数据流根据可多路 复用到相同的时频资源元素上的一范例，从而导致在不要求信号带宽扩展的情况下，数据 速率得W增加。
[010引根据一些实施例，在传输单个数据流130时，可W采用信号可能属于星座X。的调 制发送编码比特，所述星座可W包括M。个复杂信号。其调制阶数可W定义为m。=log2M。， 并且其可能与每个调制符号相关联的比特数一致。X。中的每个符号可W与二进制标记 1?,'叫及瑪)6终誠磁对目关联。下文中，X0称为基础星座化aseconstellation)，m间雜 为基础阶数化aseorder)。
[0109] 采用更高阶的调制，可W将K个流进行组合并利用相同的时频资源同时发送，因 此不要求更长的传输时间或信号带宽。为了使所有K个流的编码信息一致，而不增加时频 资源的数量，在一些实施例中，可W设置阶数为m=Km。的较大星座。因此，新星座的大小 可能变为：
[0110] 奏扔 …3。、，'、' ;n
[0111] 并且其可W认为是将基础星座X。扩展成更大星座X(扩展星座）的结果。X的 信号可W用二进制向量化1，…，bm)G(〇，l}m进行标记。
[011引在图3A中，示出了根据一实施例的CEM发送器110的基本方案。流选择块利用 调度器提供的CQI信息，可W从输入的所有可用的Z>K个报文的集合中选择具有相同或 相似CQI的K个报文。之后，可W对K个报文的各报文进行独立编码，并且应用速率匹配。 动态流-标记映射块计算星座点的符号标记作为编码比特的函数。最后，在星座点选择块 中，可W用符号标记来从扩展星座X中选择相应的符号，并生成相应的调制信号。
[0113] 图3A所示的星座符号选择块可W根据符号标记生成一系列选自扩展星座X的复 杂调制符号。所公开的CEMA方案不会星座构成任何限制。
[0114] 通常根据格雷规则（Grayrule)执行星座点的二进制标记，从而导致W下属性： 与欧几里德距离巧uclideandistance)最小的星座点相关联的二进制标记对仅存在一比 特的差别。
[0115] 在图3B中，示出了第k个CEMA接收器120 -实施例的方案。检测器块可W计算 编码比特（软或硬）估值，并将其反馈到标记-流解映射块。该解映射块可W计算用于第 k个接收器120的编码比特估值，并可W将其反馈到反向速率匹配和信道解码器块，所述反 向速率匹配和信道解码器块最终可W计算信息比特估值。
[0116] 图4A示出了一种16PSK(相移键控）的星座方案400和流-标记映射的一示例，该 星座方案400具有与相应的二进制标记420相关联的星座点410。在该非限制性示例中，二 进制标记420包括四个比特bl，b2,b3,b4。在其它实施例中，二进制标记420中可W包含 任意数量n个比特，其中0 <n<°°。此外，一些实施例中可能设及任意数量K个流130-1， 130-2,其中 0 <K<w。
[0117] 所示出的星座400为静态流-标记映射的一个示例：二进制标记420的最右边两 个比特分配给流1 130-1(正常的），二进制标记的最左边两个比特分配给流2 130-2(凸起 的）。
[011引图4B示出了由16PSK分解获得的二进制输入信道的信息。
[011引大多数调制方案（例如，图4A所示的16PSK中）常见的特点在于，不同比特bl，b2，b3,b4传达不同量的信息，因此导致差错保护级别不同。运种效果将进一步结合图5A-图 5D进行详细说明。
[0120] 16PSK调制方案400中存在S种不同级别的保护。图4B中示出了运一特征，其中 由16PSK分解获得的所述四个二进制输入信道中的每一个所携带的信息量是针对信噪比 (SNR或S/N)的曲线图。运一数量在此称为二进制标记420中每个比特61，62,63,64的保 护级别。
[0121] 本文中所采用的信噪比测量可W用任何与所需信号级和背景噪声级之间比值有 关的相似比率进行替换，例如，信号干扰噪声比（SINR)、信号噪声干扰比（SNIR)、信号干扰 比（SIR)、信纳（SINAD)、信号量化噪声比（SQNR)、载波噪声比（C/脚、噪信比（NSR)或任何 类似的测量。
[0122] 图4C示出了DVB-S2标准中指定的带有二进制标记的16-APSK星座400。
[0123] 例如，在DVB-S2标准中采用幅度相移键控（APSK)型星座400。在运些星座400中， 复杂符号（点）设置在多个同屯、环上。一个环具有M个等间隔符号的情况下，导致M-PSK 调制，任意举几个示例，比如16PSK或32PSK。
[0124] 如图4D所示，16APSK星座400中存在两个不同保护级别。
[01巧]图4A和图4C分别所示的APSK调制方案400的形状可能会导致低峰均功率比 (PAPR)，其对于功率受限的无线通信系统100来说是好的特点。可W预计到运一特征对于 未来的部署有大量低功率接入点的无线系统100是非常有意义的。
[0126] 图4E示出了带有格雷标记的16QAM(正交幅度调制）星座400的一实施例和 流-标记映射的一示例。
[0127] 由于正方形M-QAM星座400被广泛采用，其可能尤为有意义。正方形M-QAM星座 400的大小可W为M= 2"，其中m为任何偶数正整数。通常，M-QAM调制方案400为一系列 复杂点集合，定义为X= {±Si±jsJ。运里，苗巧，81，3?为《1的任何奇数正整数。图 4E示出了带有格雷标记的16-QAM星座400与可能的流-标记映射方案。二进制标记420 的最右边两个比特bl、b2分配给流1 130-1 (正常的），二进制标记420的最左边两个比特 b3、b4分配给流2130-2 (凸起的）。
[012引阶数为m=IogzM的正方形M-QAM星座400中存在m/2个不同保护级别。图4F针对16-QAM示出了运一特征，图4G针对256-QAM示出了运一特征，其中由QAM分解获得的 m个二进制输入信道中的每个所携带的信息量是针对SNR的曲线图。对于一个固定的SNR 值，存在m/2个不等保护级别。
[0129] 图5A-图抓示出了标记420的4个比特位在图4E所示星座400中如何表征。在 该非限制性示例中，星座400包括16QAM星座。直观上，通过对应于比特位置为i= 1，2的 二进制信道传送的信息不同于通过比特位为i= 3,4传送的信息。取决于对哪个比特bl， b2,b3,b4进行评估，欧几里得距离不同，接收器的性能也会有所不同。
[0130] 针对二进制标记420中值为1011的星座点410,假使传输失真，从而接收器120错 误地理解为表征值为1000的星座点410,两个左侧比特b3、b4具有相同的值，分别为1和 0。然而，两个最右边比特，值原来分别为1和1，均被错误地理解为0和0。
[0131] 因此，对一些星座点410进行分组，使得传输过程中导致星座点410被错误地理解 为另一相邻星座点410的较小干扰不会影响对于标记420中一些位置的比特的理解。然 而，诸如图5C所示b2 = 1和图抓所示bl= 1等运样一些比特在星座400中并没有分在 一起，运就是较小的干扰可能导致在接收器侧错误理解运些比特的原因。
[0132] 图6示出了动态流-标记映射块。为了使所有流130W及所有参数组合m。和K得 到相等或近似相等的保护级别，可W设计合适的标记方法。
[0133] 图6所示动态流-标记映射块根据符号到符号间发生改变、预定周期为Q个符号 的映射将每个流130的m。个编码比特与符号标记420的m个比特相关联。
[0134] 动态流-标记映射可W通过尺寸为m的置换集合IIq,Q= 1，…，Q(其中Q> 1) 进行指定。在每个符号间隔中，采用不同的置换。在Q个符号间隔后，可W再次使用第一个 置换，并且可W重复该次序。
[013引可W用下面的解释利用[l，m]中的唯一整数的向量来定义置换誤，:;输入到 置换块的第i个输入元素在其输出端移动到位置nq,i。然后，可W采用mXQ映射矩阵指定 整套Q置换，其中第q列对应置换nq。
[0136] 为了避免歧义，可W指定，输入到流-标记映射的比特送入如下置换块，参见图6 : PU=bW其中，索引1二::驗細J且索引j= 1+U-Dmodm。。运里，（01，…，Pm)表示置 换块的输入向量。
[0137]
[013引 表1
[0139] 表1掲示了具有如图4A所示两个流130-1、130-2的16PSK星座400的流-标记 映射。因此，所公开的非限制性示例可W对应于图4A所示星座400。流-标记映射在运种 情况下不在符号到符号间发生改变，即，其不是动态的，因而其周期为Q= 1。表1中示出了 所得映射矩阵的一个示例。该示例描述了不是所述方法一部分的流-标记映射，因为其不 是动态的。此外，它不为所有流130-1，130-2提供相似的差错保护。相反，其示出了与根据 现有技术的静态映射相关联的问题。
[0140] 从图4B中可W看出，对于一个固定的SNR，16PSK星座呈现S种不同保护级别 (强，中，弱）。两个高等级保护（强）的比特b3、b4分配给流2 130-2,而两个较弱等级保 护的比特bl、b2分配给流1 130-1。运种静态的流-标记分配在差错保护方面显然不等。 也可W观察到，通过静态映射的方式不可能获得相等的流保护。相反，可W看出，周期为Q =2的简单动态映射为两个流130-1，130-2实现了相等保护。如表2中所示。
[0141]
[0142]表 2
[0143] 表2掲示了具有两个流130-1，130-2的16PSK星座400的等保护流-标记映射。
[0144] 对于如图4C所示的16APSK调制方案400,图4D中示出了其保护级别，情况大不相 同：只呈现了两个不等保护级别，因此有可能在周期I内对两个信息流130-1，130-2执行等 保护映射。
[0145] 针对两流的情况，类似的考虑也适用于正方形M-QAM调制。图4E示出了 16QAM星 座。从图4F中可W看出，星座400呈现两个不同的保护级别。
[0146]
[0147]
[014引 表3
[0149] 表3掲示了如图4E所示的具有两个流130-1、130-2的16QAM星座的流-标记映 射。
[0150] 运种映射很明显导致不等保护，因为所有的强比特分配给了流2130-2,而流 1130-1得到所有的弱比特。然而，可W设计如表4A和/或表4B所示的另一种等保护映射。 每个流130-U130-2可W使用所示实施例中的一个强比特（比特3或比特4)和一个弱比 特（比特1或比特2)。
[0151]
[0152]表 4A
[0153] 表4A掲示了根据一实施例的具有两个流130-1，130-2的16-QAM星座的等保护映 射。运是一种非动态实施例，不是本文所述方法的一部分。
[0154] 因此，在某些情况下，有可能设计出具有等保护的静态映射。然而，当将附加信道 损伤考虑在内时，例如：由于I/Q独立交织而可W独立地作用于1分量和Q分量的衰落，和 其它诸如光束去极化和硬件损伤等传播现象（模拟部分和A/D转换阶段中的非线性、I-Q失 衡、信号偏移等），所考虑的调制方案的信息特性将不同于图4B、图4D、图4F和图4G中所示 的理想特性。其结果是，运种静态映射很有可能变得不等。
[0155] 由于运些原因，用我们方法中的一般动态映射规则来替换现有技术的非动态 流-标记映射，能够保证不受流130-1，130-2的数量和星座400的影响，提供等保护，同时 针对上述损伤进一步增加了鲁棒性。
[0156] 表4B掲示了根据一实施例的具有两个流130-1