一种基于m-qam信号的比特对数似然比值的量化方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及通信领域，具体设及到一种基于M-QAM信号的比特对数似然比值的量 化方法。
【背景技术】
[0002] W多进制-正交振幅调制（Multilevel-Qua化ature Amplitude Modulation,M-QAM)为调制技术的通信系统，可W使系统具有更大的信道容量，并能提高频谱的利用率。但 由于是采用高阶调制，因此对信道传输质量的要求较高，目前一般通过将高阶调制与LDPC 码、Turbo码等采用软判决迭代译码且性能优越的信道编码技术相结合来克服运一技术缺 陷。
[0003] 在LDPC码、Turbo码等译码器的硬件实现中，决定译码算法性能和应用前景的重要 因素之一是迭代软判决译码信息的有限精度描述（即量化技术），目前的LDPC码、Turbo码等 译码器中，弱信号的量化精度较低，量化噪音值高，且量化复杂度高，影响了系统的性能及 应用。
【发明内容】
[0004] 本发明旨在至少在一定程度上提升系统的译码性能，降低量化复杂度。为提高基 于M-QAM的软判决迭代译码器在硬件实现中有效精度范围内的译码性能，本发明针对接收 端提供了一种基于M-QAM信号的比特对数似然比值的量化方法，对解映射后同一符号不同 比特位的对数似然比值采用不同的量化阶数和量化口限(-Τ，Τ)，使得在降低量化位数的同 时能够获得逼近浮点译码算法的误码性能。
[000引为达到上述目的，本发明一方面实施例提出了一种基于M-QAM信号的比特对数似 然比值的量化方法，所述基于M-QAM信号的比特对数似然比值的量化方法包括W下步骤：
[0006] S10:根据M-QAM(M=2m)技术的映射关系，接收端通过解映射算法和信道噪声模 型，对接收到的每个调制符号点计算得到其对应的每一个调制比特位bk的对数似然比值LRp (bk)，然后对解映射后同一调制符号不同比特位bk的对数似然比值LRp(bk)采用不同的量化 阶数和量化口限(-Tk,化）；
[0007] S20:然后将所述对数似然比值LRp(bk)、不同比特位bk的对数似然比值LRp(bk)所对 应的量化口限(-化，Tk)作为初始信息输入至定义的对数压缩器，并针对系统量化精度要求， 确定量化阶数，通过对数压缩器获得对数似然比值LRp(bk)对应的压缩数值χ/。
[0008] S30:对压缩数值进行中平型均匀量化，获得均匀量化结果Ιυ(χ/);
[0009] S40:将均匀量化结果Ιυ(χ/)输入指数扩张器进行非均匀量化，得到相应比特bk的 归一化的非均匀量化输出结果X'k,nuq。
[0010] 根据本发明实施例提出的基于M-QAM信号的比特对数似然比值的量化方法，对M-QAM解映射后同一调制符号的不同比特位的对数似然比值采用不同的量化口限和量化精 度，不仅降低了系统的平均量化阶数，而且有效促进译码算法收敛保证译码性能，并在中高 信噪比时消除错误平层;相对于现有的量化译码方案，本发明的方法引入基于压扩律的非 均匀量化法，在保证量化精度的同时降低了系统量化阶数，使得大量的弱信号信息能被有 效表示，并参与迭代译码，提高译码器的译码性能。
[0011] 具体的，所述步骤S10中，比特位bk的对数似然比值LRp(bk)按照W下公式计算得 到：
[0012]
。接收端解映射后产生的软判决信息为每一个比特的 后验似然比值，它代表了在时刻t调制符号中bk比特的信息可靠性。
[0013] 具体的，所述步骤S20中，所述定义的对数压缩器公式为：
[0014]
，其中，皆=%化，祉= LRp(bk)为比特bk的对数似然比 值，K为压缩系数，Tk为比特bk比特似然比值的量化口限。由于在步骤S10中计算出来的各比 特位的对数似然比值差异很大，虽然软判决迭代译码信息的传递和更新过程，会导致比特 对数似然比值的增大，但不同比特之间似然比值LRp(bk)的差异依然存在。因此，根据不同的 比特之间信息可靠性的差异，对解映射后同一调制符号不同比特位bk的对数似然比值采用 不同的量化阶数和量化口限(-化，化），即非对称量化。
[0015] 具体的，所述步骤S30中，对压缩数值进行中平型均匀量化采用如下公式：
其中T为量化口限，Τ=1。由于在步骤S10中，函数LRp (bk)的动态范围非常大且取值为(0，w)，当采用均匀量化时，大量弱信号信息不能被有效 表示，运样低信噪比时"信号与量化噪声比"会很小，从而影响译码性能。因此，通过基于压 扩律的非均匀量化方案，降低量化阶数的同时保证了量化精度，使得大量弱信号能被有效 表示，提高了译码器译码性能。
[0016] 具体的，所述步骤S40中，指数扩张器采用如下公式：
[0017] x'k,nuq=(exp(Iu(x' )*log(l+K))-l)/K。
[0018] 本发明提供的基于M-QMA信号的比特对数似然比值的量化方法实用于任意阶数的 M-QAM通信系统采用高阶调制M-QAM与LDPC信道编码技术相结合的通信方案，降低了高阶调 制对信道质量的要求，同时继承了两者的优越性能;针对解映射后同一调制符号不同比特 的对数似然比存在差异，采用非对称性的量化方案，不仅有效降低了系统的量化阶数，并且 有效促进译码算法收敛，并在中高信噪比时消除错误平层。
[0019] 针对于基于QAM调制的LDPC系统，比特对数似然比值函数LRp(bk)的输入和输出的 动态范围非常大且取值为(〇，-)，使得在有限的表示精度范围内，大量弱信号信息不能被 有效表示，本发明通过采用基于压扩律的非均匀量化法，克服了运一缺点，从而提高了系统 的译码性能。
【附图说明】
[0020] 图1为本发明实施例中16-QAM信号星座映射图；
[0021 ]图2为本发明实施例中32-QAM信号星座映射图。
【具体实施方式】
[0022] 下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终 相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附 图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
[0023] 下面参考附图来描述本发明实施例提出的基于M-QAM信号的比特对数似然比值的 量化方法。对M-QAM信号调制阶数Μ取一个奇数和一个偶数为例，分别进行说明。
[0024] 一个具体实施例，取调制阶数1 = 4,即得如图1所示的16-QAM信号星座映射图，图 中每个调制符号点由4比特(bi，b2，b3，b4)来表示，其中I，Q两路是独立映射的，Q路的情况与 I路相同，在此只路的情况为例进行描述。设在t时刻白高斯噪声信道下接收到的M-QAM 信号为R = Sp+N〇,式中，R = ri+j;r咸示接收信号，N〇 = ni+化咸示噪声；Sp = si+js质示发射 的 16-QAM 调制信号，ρ = 1，2···，16;
[0025] 接收端解映射后按公式(1)计算得到的bk比特的对数似然比值，
[0031 ] 式中F = l/%2,对于M-QAM调制信号，噪声方差δ2由公式(2)求取：
[003引
（2.)
[0033] 式(2)中，r为系统采用的信道编码方案的编码速率；
[0034] 由上述式（1)可知LRp(bi) = LRp(b3)，LRp(b2) = LRp(b4)，LRp(bi)〉LRp(b2)，并且在高 信噪比条件下LRp(bi)与LRp(b2)之间的差异可达3倍，而LRp(bi)和LRp(b3)的值远高于LRp (b2)和LRp(b4)，当采用均匀量化时，LRp(bi)和LRp(b3)所具有的大的动态范围使得大量弱信 号不能被有效表示，运样低信噪比时"信号与量化噪声比"会很小，从而将影响译码性能。针 对16-QAM调制信号的运一特点，接收端对LRp(bi)，LRp(b3)采用相同的量化口限Τι，对LRp (b2)，LRp(b4)采用相同的量化口限Τ2,且Τ?^Τ2，Τ谢Τ2的具体取值由具体应用环境确定；
[003引将计算获得的61，62,63,64比特的对数似然比值0?。化1)，0?。化2)，0?。化3)，0?。化4)、 LRp(bi)，LRp(b3)采用相同的量化口限。^1^62)，0^64)采用相同的