叶变换电路的输出端分成两路，分别连接求模电路和求相位电路，求 模电路的输出端连接增益校正电路，增益校正电路的输出端分成两路，分别连接对数电路 和后处理电路，对数电路连接后处理电路，求相位电路连接后处理电路。
[0111 ]可变增益放大器为45dB动态范围数控，采用4线并行方式或3线串行接口方式控制 其增益，步进为3dB，带宽为LF~600MHz，噪声系数为7dB。
[0112] 在现代信号处理技术中，最优滤波的提出具有里程碑式的意义。典型的代表是维 纳滤波(对于平稳信号）和卡尔曼滤波(对于非平稳信号）。但是在实际应用中，由于很难获 得有关输入信号的先验知识，或者由于信号的统计特性是随时间变化的，最优滤波很难实 现。一种比较实用的方法是自适应滤波，即通过构造迭代算法，在每次获取新的输入数据的 同时，按某一准则更新滤波器系数，可以很好的逼近最优滤波。采用最小均方误差准则时， 就是最小均方误差(LMS)自适应滤波器。当前，自适应滤波技术已广泛应用于系统辨识、回 声消除、信道均衡等众多领域。
[0113] LMS自适应滤波器的电路结构如图10所示。基于最陡下降算法的LMS算法的迭代公 式为
[0114]
[0115] e(k) =d(k)_y(k)，（25)
[0116] w(k+l) =w(k)+2ue(k)x(k) ,(26)
[0117] 式(23)、（24)、（25)中x(k)为输入信号，y(k)为输出信号，d(k)为期望信号，即参考 输入，e(k)为误差信号，w(k)为可变的滤波器系数。N为滤波器的阶数，u为迭代步长。LMS算 法的收敛速度和精度主要取决于这两个参数。为了保证算法收敛，要求0〈u〈l/λ max，λmax为输 入信号自相关矩阵的最大特征值，滤波器的收敛速度随u的大小变化。在输入为稳态信号 时，经过一定次数的迭代，均方误差最小，该FIR滤波器收敛于维纳最优解。LMS算法的稳态 误差与步长U成正比，收敛速度与步长u成反比，这一矛盾使得固定步长的LMS算法的收敛速 度与稳态误差性能不能同时满足，必须在两个性能指标之间进行权衡。鉴于此，可以采用变 步长LMS算法。变步长算法的基本思想:在初始收敛阶段或系统参数发生时变时，自适应滤 波器的权值与最优权值相距较远，为保证有较快的收敛速度及对时变系统的跟踪速度，选 取较大的步长u (k);在算法接近收敛时，滤波器的权值接近最优权值，选取较小的步长u (k)，以减少算法的稳态误差。一种变步长自适应滤波算法为
[0118] u(k) =β(l-exp(-a |e(k) |2)),(27)
[0119] w(k+l) =w(k)+2u(k)e(k)x(k) ,(28)
[0120] 式(26)、（27)中61?为指数函数。其中€1>〇,〇〈0〈\_\。€[和0的的选取原则为 :根据初 始误差|e(k)|值的大小来选择，使初始误差|e(k)|所对应的u(k)值尽可能大，并且在e(k) 接近零时u(k)值很小。
[0121 ]自适应均衡器为最小均方误差自适应滤波器或低通滤波器。自适应滤波器能够对 信号的幅度进行快速均衡，可以降低噪声信号对于信号的影响，提高信号幅值的计算精度。 低通滤波器形式，如图11所示。设该低通滤波器的阶数N = 2M-1，则右移的位数为Μ位，这样 得到低通滤波器的增益为单位增益。相当于自适应滤波器中Kk)的权值相同。例如当Ν = 31时，右移5位，信号的直流增益为一。该低通滤波器不使用乘法器，消耗的电路资源大大降 低。低通滤波器的带宽控制可通过改变Ν来实现，Ν越大，低通滤波器的带宽越低，对信号噪 声的抑制越好。图12是当采样频率为400MHz，Ν= 31时，低通滤波器的频响曲线。图13是当采 样频率为400MHz，Ν=63时，低通滤波器的频响曲线。
[0122] 如图14所示，求极大值电路采用移动求极值方法。用来从输入的W个数据中求得最 大值，每个时钟周期数据移动一次，求得相临的W个数据的极大值。
[0123] 如图15所示，门限比较电路为双门限比较电路。得到信号的幅度后，输入到门限比 较电路，与基准信号r(n)进行比较，得到误差信号y(n)。误差信号与基准信号及幅度信号的 关系，可以简单地表示为：
[0124] y(n)=r(n)-x(n),(29)
[0125] 当基准信号r(n)以对数形式表示时，需要将线性的幅度信号转换为对数形式，求 得的误差信号y(n)是以对数形式表示的。当基准信号r(n)以线性形式表示时，求得的误差 信号y(n)是以线性形式表示的。
[0126] 当中频信号的幅度x(n)大于设定的上门限η(η)时，控制误差处理电路的输出信 号，使可变增益放大器的增益降低。当中频信号的幅度小于设定的下门限 r2(n)时，控制误 差处理电路的输出信号，使可变增益放大器的增益提高。当中频信号的幅度在上下门限之 间时，保持可变增益放大器的增益不变。这样对于一些突发信号、捷变频信号的分析、解调 具有重要意义。
[0127] 误差处理电路的一种实现方式如图16所示。输入的误差信号乘以系数k得到x(n)， 将该信号与y(n)信号延迟一拍后的信号进行相加，得到y(n)，y(n)再经过编码电路得到输 出信号。y(n)与χ(η)的关系为：
[0128] y(n) =x(n)+y(n-l ),(30)
[0129] 系数k用来调节自动增益控制环路的增益。误差处理电路用来对输入误差信号进 行积分，得到积分误差信号y(n)，y(n)再经过编码电路得到控制可变增益放大器的输出信 号。误差信号x(n)也可以不经过积分电路，直接进入编码电路，在这种工作模式下，电路的 瞬态响应可能更好。编码电路是一个逻辑电路，可以是一个查找表，用来将误差信号映射成 可变增益放大器的控制信号。
[0130]当误差信号以对数形式表示，可变增益放大器为对数线性数控放大器时，查找表 中的数值曲线近似于直线，当可变增益放大器为线性数控放大器时，查找表中的数值曲线 近似于指数误差曲线。
[0131]当误差信号为线性形式，可变增益放大器为对数线性数控放大器时，查找表中的 数值曲线近似于对数误差曲线，当可变增益放大器为线性数控放大器时，查找表中的数值 曲线近似于直线。
[0132] 当误差信号为线性形式时，自动增益控制环路的稳态精度与系数k及输入信号的 幅度成正比，自动增益控制环路的时间常数与系数k及输入信号的幅度成反比，当输入信号 的幅度改变较小时，自动增益控制环有较长的稳定时间。当误差信号为对数形式时，自动增 益控制环路的稳态精度与系数k成正比，自动增益控制环路的时间常数与系数k成反比，与 输入信号的幅度无关。因此误差信号以对数形式表示时，具有很大的优势。
[0133] 在自动增益控制电路中还可以设计保持电路。没有输入信号时，即检测到输入信 号的电平在一个阈值之下时，保持上次有输入信号时的增益状态。这样就达到了有输入信 号时，系统有极快的稳幅速度，没有输入信号时，系统的增益有较长的保持时间，即该自动 增益控制电路具有快冲慢放的特点。
[0134] 在有输入信号的情况下，本发明自动增益控制电路的稳幅时间为自动增益控制电 路的数据处理时间加上若干个时钟周期，约为几百个时钟周期。因此本发明自动增益控制 电路的稳幅时间可达us量级，能够满足雷达、通信、导航、电子侦察等领域高性能接收机的 需求。
[0135] 很多高灵敏度接收机的动态范围要求在90dB以上，这时用一只可变增益放大器是 无法实现的，需要将多只可变增益放大器级联。
[0136] AD8369是Analog Devices公司设计的45dB动态范围数控可变增益放大器，使用4 线并行方式或3线串行接口控制其增益，步进为3dB，其带宽为LF~600MHz，噪声系数为7dB。 当其负载阻抗为200 Ω时，放大增益为-l〇dB~+35dB，使用4线并行方式控制其增益时，二进 制0000对应-10dB，二进制111 1对应+35dB，其对数增益跟编码值呈线性关系。因此AD8369是 一种对数线性数控放大器。AD8370是Analog Devices公司设计的宽带数控可变增益放大 器，使用基于3线串行接口的8位数据控制其增益，其带宽为LF~750MHz，噪声系数为7dB。当 其工作在低增益模式时，放大增益为-25dB~+17dB，步进为0.056倍/编码，二进制00000001 对应放大倍数0.056倍，即-25dB，二进制0111 111 1对应放大倍数7.1倍，即17dB，其增益值跟 编码值呈线性关系。因此AD8370是一种线性数控放大器。在低增益模式时，其2dB分辨率放 大增益为-lldB~+17dB。将多个数控可变增益放大器级联，可以大大扩展自动增益控制电 路的动态范围。一个级联的数控可变增益放大器如图17所示，使用了两只AD8369和一只 AD8370,得到自动增益控制电路的动态范围为-45~87dB，步进分辨率为6dB。当AD8370工作 在7dB~17dB范围内时，其步进分辨率优于0.22dB，这样整个自动增益控制电路的动态范围 为-13dB~87dB，步进分辨率为0.22dB。编码电路将输入误差信号转换