均衡器及反馈均衡方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于水声通信领域，具体设及一种低计算复杂度的反馈均衡方法。
【背景技术】
[0002] 多径传输是指一个声源信号从不同方向经过不同路径到达接收端，从而引起接收 信号幅度的随机起伏和信号的时间延迟扩展。浅海声信道的多途径传输主要由海面和海底 的多次反射、海中声速梯度的跃层结构造成。信道均衡技术是指为了提高衰落信道中的通 信系统的传输特性而采取的一种抗摔落措施，主要是为了消除或者减弱宽带通信时的多径 传输带来的码间串扰(ISI)问题。
[0003] 在浅海水声通信中，研究最多的信道均衡技术是非线性自适应均衡和盲均衡，其 中CMA盲均衡算法应用较多。自适应判决反馈均衡就是利用自适应算法对均衡器的抽头系 数进行实时更新，W使其跟踪信道特性的变化。现有的自适应算法几乎都是在最小均方 (LMS)算法和递归最小二乘(RLS)算法的基础上提出来的。其中，LMS算法收敛速度慢、收敛 残差大，但算法复杂度低。化S算法的优点是其收敛速度比一般LMS算法快一个数量级，但计 算复杂度较大。对于CMA盲均衡算法，计算简单、容易实现，但是其收敛速度慢、收敛后剩余 误差大。
[0004] 在化S算法中，W往通常采用一个固定的遗忘因子A来标示有效记忆，跟踪信道衰 落情况的缓慢变化。对于均衡时变频率选择衰落信道，缺点表现在：1)过程耗时，并且算法 捜索出的值可能离信道最佳值相差很远;2)当信道的最佳衰落率不是一个常量时，最佳遗 忘因是时变的，不适合应用不变遗忘因子。
【发明内容】
[0005] 本发明鉴于现有技术的W上问题提出，用W消除或缓解现有技术的一个或更多个 缺点，至少提供一种有益的选择。
[0006] 根据本发明的一个方面，提供了一种均衡器，包括前馈滤波器、第一加法器、反馈 滤波器、第二加法器、滤波器抽头系数确定单元，前馈滤波器对水声通信训练序列进行前馈 滤波;第一加法器将经前馈滤波的水声通信训练序列与所述反馈滤波器的输出进行相加， 并将相加的结果输出到所述反馈滤波器;第二加法器将所述第一加法器的输出与均衡器期 望输出d(n)相加;滤波器抽头系数确定单元根据所述第二加法器的输出确定所述前馈滤波 器和所述反馈滤波器的抽头系数。
[0007] 优选地，滤波器抽头系数确定单元使用变遗忘因子自适应化S-CMA算法更新均衡 器的抽头权系数。滤波器抽头系数确定单元包括:初始化单元，用于获取初始抽头系数和初 始自相关矩阵；中间变量更新单元，利用所述反馈滤波器的输出y(n)(观测信号序列）、所述 反馈滤波器的当前滤波系数w(n-l) W及迭代次数，更新中间变量;遗忘因子更新单元，根据 迭代次数，确定更新后的遗忘因子；自相关矩阵确定单元，根据所述更新后的遗忘因子、所 述中间变量和所述初始自相关矩阵确定更新后的自相关矩阵;先验误差确定单元，根据所 述中间变量、所述自相关矩阵、和当前滤波系数w(n-l)确定先验误差;增益矢量k(n)确定单 元，根据当前的自相关矩阵逆矩阵P(n-l)、更新后的中间变量、和更新后的遗忘因子，确定 增益矢量；自相关矩阵逆矩阵更新单元，根据当前的自相关矩阵逆矩阵P(n-1 )、所述中间变 量、和所述增益矢量，更新自相关矩阵逆矩阵;滤波系数更新单元，根据当前滤波系数w(n-1 )、所述增益矢量W及所述先验误差更新滤波系数。
[000引优选地，滤波器抽头系数确定单元还包括均衡器权系数存留确定单元，用于确定 均衡器权系数能量，并将其与阔值进行比较，根据比较结果确定滤波系数更新单元更新过 的滤波系数是否保留。
[0009] 根据本发明的另一个方面，提供了一种均衡器，包括前馈滤波器、第一加法器、判 决器、反馈滤波器、第二加法器、滤波器抽头系数确定单元，前馈滤波器对水声通信数据序 列进行前馈滤波;第一加法器将经前馈滤波的水声通信数据序列与反馈滤波器的输出进行 相加，判决器对所述第一加法器的输出进行数据判决;反馈滤波器用于对所述判决器的输 出进行反馈滤波;第二加法器将所述第一加法器的输出与所述判决器的输出进行相加;滤 波器抽头系数确定单元根据第二加法器的输出确定前馈滤波器和所述反馈滤波器的抽头 系数。
[0010] 优选的，滤波器抽头系数确定单元使用LMS结合软判决译码器的算法更新均衡器 的抽头权系数。滤波器抽头系数确定单元包括:均衡器输出确定单元，根据当前前馈滤波抽 头系数、后馈滤波抽头系数、T时刻进入前馈滤波器的信号矢量及进入后馈滤波器的信号矢 量，确定均衡器的输出；均衡器误差确定单元，根据均衡器的输出、判决输入码元确定均衡 器的误差;前馈滤波器抽头系数确定单元，根据当前前馈滤波抽头系数、前馈滤波抽头系数 调整步长、均衡器的误差及T时刻进入前馈滤波器的信号矢量，确定前馈滤波器抽头系数； 后馈滤波器抽头系数确定单元，根据当前后馈滤波抽头系数、后馈滤波抽头系数调整步长、 均衡器的误差及T时刻进入后馈滤波器的信号矢量，确定后馈滤波器抽头系数。
[0011] 优选地，滤波器抽头系数确定单元还包括抽头系数调整单元，根据判决输出码元 是否为错误码元，调整抽头系数。
[0012] 根据本发明的又一个方面，提供了一种反馈均衡方法，包括W下步骤:前馈滤波步 骤，利用前馈滤波器对水声通信训练序列进行前馈滤波;第一加法步骤，将经前馈滤波的水 声通信训练序列与一反馈滤波器的输出进行相加，并将相加的结果输出到所述反馈滤波 器;第二加法步骤，将所述第一加法步骤的输出与均衡器期望输出d(n)相加;抽头系数更新 步骤，根据所述第二加法步骤的输出确定前馈滤波器和反馈滤波器的抽头系数。
[0013] 根据本发明的再一个方面，提供了一种反馈均衡方法，包括W下步骤:前馈滤波步 骤，利用前馈滤波器对水声通信数据序列进行前馈滤波;第一加法步骤，利用第一加法器将 经前馈滤波的水声通信数据序列与反馈滤波器的输出进行相加;判决步骤，利用判决器对 第一加法器的输出进行数据判决;反馈滤波步骤，利用反馈滤波器对判决器的输出进行反 馈滤波;第二加法步骤，利用第二加法器将第一加法器的输出与判决器的输出进行相加;抽 头系数更新步骤，利用滤波器抽头系数确定单元根据第二加法器的输出确定前馈滤波器和 反馈滤波器的抽头系数。
[0014] 优选地，对均衡器进行稀疏化处理，利用阔值稀疏化方法，将均衡器权系数能量与 阔值进行比较，如果均衡器权系数能量小于设定的阔值，那么认为权系数为冗余系数，将其 置零;反之，则认为权系数为重要系数，予W保留，继续参加均衡的迭代计算。
[0015] 本发明的一些实施方式与现有技术相比具有如下优点：
[0016] 1、基于海洋混响结构具有自然稀疏性运一特性，简化了信道模型，减少了设计均 衡器时的计算量；
[0017] 2、采用了变遗忘因子的实时稀疏化化S-CMA算法:变遗忘因子改善了算法的收敛 速度，使算法能够W较小的收敛残差收敛；
[0018] 3、采用稀疏化处理手段，利用阔值稀疏化方法，即将冗余系数置零，置零后的均衡 器系数不再参与迭代计算，W达到降低计算复杂度、提高均衡性能的目的；
[0019] 4、跟踪模式下使用计算复杂度较低的LMS梯度算法结合软判决译码器，有效减少 了码间串扰的影响；
[0020] 5、训练模式下使用收敛速度快、收敛残差小的变遗忘因子自适应化S-CMA算法更 新均衡器的抽头权系数，而在跟踪模式下使用计算复杂度较低的LMS结合软判决译码器的 算法更新均衡器的抽头权系数，既能W较快速度，又能W较低的计算复杂度跟踪浅海水声 信道的变化。
[0021] 应该注意，本发明的保护范围不应解释为必须实现W上的运些优点。
[0022] W下结合附图和具体实施例对本发明作详尽说明。
【附图说明】
[0023] 图1是可应用本发明的水声通信系统的示意图；
[0024] 图2是依据本发明的一种实施方式的均衡器训练模式下的结构框图；
[0025] 图3是依据本发明的一种实施方式的训练模式下滤波器抽头系数确定单元的结构 示意图；
[0026] 图4示出了依据本发明的一种实施方式的训练模式下的反馈均衡方法；
[0027] 图5是自适应DFE和纠错译码的联合系统；
[0028] 图6是依据本发明的一种实施方式的均衡器跟踪模式下的结构框图；
[0029] 图7是依据本发明的一种实施方式的跟踪模式下滤波器抽头系数确定单元的结构 示意图；
[0030] 图8示出了依据本发明的一种实施方式的跟踪模式下的反馈均衡方法。
【具体实施方式】
[0031] 下面将结合附图对本发明进行更详细的描述。
[0032] 在相干多途信道中，声信号沿不用途径的声线，在不同时刻到达接收点，总的接收 信号是通过接收点的所有各声线所传送的信号的干设叠加，多途信道的冲激响应函数Kt) 为
Cl)
[0034] 式中：N为通过接收点的本征声线的数目；Ai、t日1分别为第i途径到达接收点的信号 幅度及信号时延。
[0035] 由于海洋声信道的混响结构具有稀疏性，造成均衡器的权系数分布也具有稀疏 性。所谓稀疏性，是指信道响应的能量集中在相隔较远的几个抽头上，而大多数抽头的能量 很小。
[0036] 浅海水声信道通常有一条主要到达路径，两条次要到达路径。其信道的传输函数 可简化为：
[0037] H'(f) = l+Ardi+Bf-d2 (2)
[003引A、B为到达接收点的信号幅度，di和Cb为两条主要到达途径的频率的系数。
[0039