驱动负载的线路驱动器及其方法
【专利说明】驱动负载的线路驱动器及其方法 【技术领域】
[0001 ] 本发明是关于有线线路通信系统(wire line communication system),特别是关 于，驱动负载的线路驱动器及其方法。 【【背景技术】】
[0002] 于现有的有线线路通信系统中，发射器(transmitter)需要具有一定值的本地电 阻性终端(resistive termination)来可操作地匹配源阻抗（source impedance巧Ij信道特 性阻抗，W获得最大的功率传输。当发射器被控制W传递信号到后续的有线线路，源阻抗W 及负载阻抗将消耗相同的功率。其结果是，因为一半的电流被源阻抗占用，所W所述发射器 的效率很低。
[0003] 图1为现有的将电流模式数模转换器(Digital to Analog ConverterJAC)作为 发射器的示意图。源阻抗Rs W及负载阻抗化被布置为分流结构（shunt conf igurat ion)。图2 为现有的将电压模式线路驱动器作为发射器的示意图。源阻抗RsW及负载阻抗化被布置为 串联结构（series configuration)。Vox的振幅为V日的幅度的两倍。如图IW及图2所示的电 路，源阻抗RsW及负载阻抗化都消耗相同的功率。
[0004] -些备选的设计也被提出来，通过使用混合电压模式W及电流模式驱动器，W减 少源阻抗浪费的功率。运样设计的明显的缺点在于更高硬件成本W及更低的运行速度。因 此，本领域需要一种新颖的设计来解决上述的技术问题。 【
【发明内容】
】
[0005] 为了解决上述问题，本发明提出了一种驱动负载的线路驱动器及其方法。
[0006] 根据本发明的第一方面，提供一种驱动负载的线路驱动器，包括：电流放大器，具 有用于接收所述线路驱动器的输入电流的输入节点，W及用于产生输出电流的输出节点； W及反馈网络，禪接于所述电流放大器的所述输入节点W及所述输出节点之间，其中，所述 线路驱动器的所述输出电流的一部分被引导到所述反馈网络，且从且从所述电流放大器的 所述输出节点到所述反馈网络上获得的等效阻抗实质上等于所述负载的阻抗。
[0007] 根据本发明的第二方面，提供一种驱动负载的方法，包括:使用电流放大器于输入 节点接收输入电流，并于输出节点产生输出电流；W及将反馈网络禪接到所述电流放大器 的所述输入节点与所述输出节点之间W引导产生于所述输出节点的所述输出电流的一部 分;其中，所述反馈网络用于使从所述电流放大器的所述输出节点到所述反馈网络获得的 等效阻抗实质上等于所述负载的阻抗。
[000引本发明提供的驱动负载的线路驱动器及其方法，通过电流驱动器本身具有的特性 将几乎所有的输出电流都注入负载阻抗，可W提高线路驱动器的功效。 【【附图说明】】
[0009]图1为现有的将DAC作为发射器的示意图。
[0010] 图2为现有的将电压模式线路驱动器作为发射器的示意图。
[0011] 图3为电流模式DAC随后是单端电流放大器与现有的源阻抗结构的示意图。
[0012] 图4为本发明实施例的电流模式DA随后是具有主动匹配的单端电流放大器的示意 图。
[0013] 图5为根据本发明实施例的电流模式DAC随后是具有主动匹配的差分电流放大器 的示意图。
[0014] 图6为根据本发明实施例的包括另一电流放大器W及分压器的具有反馈网络的线 路驱动器的示意图。
[0015] 图7为根据本发明实施例的具有第一类型电流放大器的线路驱动器的示意图。
[0016] 图8为根据本发明实施例的具有第二类型电流放大器的线路驱动器的示意图。
[0017] 图9为根据本发明实施例的由图7所示的线路驱动器修改后的线路驱动器的示意 图。
[0018] 图10为根据本发明实施例的由图7所示的线路驱动器修改后的差分线路驱动器的 示意图。
[0019] 图11为根据本发明实施例的由图8所示的线路驱动器修改后的差分线路驱动器的 示意图。
[0020] 图12为根据本发明实施例的概念性单端主动匹配设计的示意图。。
[0021] 图13为根据本发明实施例的概念性差分主动匹配设计的示意图。 【【具体实施方式】】
[0022] 于接下来的描述和权利要求中，通篇使用了某些术语，运些术语表示特定的组件。 因为本领域的技术人员将会理解，电子设备制造商可W用不同的名字来表示一个组件。本 文不是想要根据名称的不同来区分组件，而是根据功能来区分组件。于接下来的描述和权 利要求中，术语"包括"是开放式的，且因此应当被解释为"包括，但不限于..."。而且，术语 "禪接"是表示间接或直接的电连接。因此，如果一个装置电连接到另一装置，则该连接可W 是通过直接电连接，或经由其它装置W及连接的非直接电连接。另外，文中W及权利要求中 所用的术语"实质上"是指在可接受的误差范围内，所属领域的技术人员能够在一定误差范 围内解决所述技术问题，基本达到所述技术效果。举例而言，"实质上等于"是指在不影响结 果正确性时，技术人员能够接受的与"完全相等"有一定误差的数值范围。
[0023] 本发明掲露了具有主动匹配(active termination)的有线线路发射器驱动器，其 中，发射器驱动器属于电流模式。相较于现有技术于传送过程中源阻抗的功率浪费，主动匹 配被用于阻抗匹配且消耗较少的功率。换句话说，当保持相同阻抗匹配条件时，电流驱动器 (即，电流模式发射器驱动器，W下简称为电流驱动器)本身具有的特性是将几乎所有的输 出电流都注入负载阻抗，因此，相较于现有技术，可W达到高功效(power efficiency)。
[0024] 首先，请参考图3,图3为电流模式数模转换器（Digital to Analog Converter, DAC)302后跟随单端电流放大器（single-ended current amplifier)304与现有的源阻抗 结构的示意图。源阻抗结构可W等效地描述为电流放大器304的输出W及地电压之间的电 阻化。电流模式DAC 302可被操作W发送输入电流Ii到电流放大器304。接着，输入电流Ii被 电流放大器304放大W变成输出电流Io =-Ai*Ii，其中，Al是电流放大器304的电流增益。如 上所述，一半的输出电流I。被浪费在电阻化上，而不是被全部注入到由电阻化表示的负载。
[0025] 请参考图4,图4为本发明实施例的电流模式DAC 402后跟随具有主动匹配的单端 电流放大器404的示意图。如图4所示，电阻Rt禪接于电流放大器404的输出节点Nout W及输 入节点Nin之间。当
[0026] Rt=化.（1+At) 等式（1)，
[0027] 电流放大器404的输出阻抗将等于图3所示的电阻Rs,其中，Al为电流放大器404的 电流增益。根据等式（1)，电流放大器404的电流增益Al可W被配置为一个大值，运增大 (enlarge) 了所需要的电阻Rt。当电阻Rt比电阻化表示的负载大很多时，几乎所有的输出电 流Io将流入负载电阻化。与等式(1)相关的具体推导将在下文中做更详细的描述。
[0028] 当于电流放大器404的输出节点Nout上提供一个电压(Vx)，电流放大器404的输出 电流Ix可W被描述为：
[0030]因此，电流放大器404的输出阻抗为：
[0032] 当等式（1)被满足，电流放大器404的输出阻抗明显的被强制等于图3所示的电阻 化，因此，可W实现阻抗匹配。关于电流放大器404的输入电流II、输出电流1〇、W及输出电压 Vo, W及电阻化的等式的推导将会于接下来做描述。
[0033] 阻抗RtW及阻抗化被等效地布置为分流结构（shunt configuration)，因此
[0034] V日=I日.（Rt/7化） 等式（4)。
[0035] 如上所述，
[0036] 化二化等式巧）
[0037] 等式(4) W及等式巧)用于阻抗匹配。此外，输出电流Io包括原始输入电流Ii部分W 及反馈电流部分。输出电流Io可W被表示为：
[0039] 其中，括号中左侧的值是流经(passing t虹OUgh)阻抗Rt从电流放大器404的输出 节点Nout到电流放大器404的输入节点Nin的反馈电流。根据等式（1)、等式(4似及等式(5)， 可W推导出：
[0041]根据等式(I)W及等式(6)，可W推导出：
[0043]且
[0045]其中，Il是流经负载阻抗化的电流。因此，
[0047]明显的，当电流放大器404的电流增益Al被指定为大值时，电流Il小于但是接近于 1〇。因此，通过使用具有大电流增益的电流驱动器，功效可W被大大提高。
[004引现在，请参考图5,图5为根据本发明实施例的电流模式DAC 502后跟随具有主动匹 配的差分电流放大器504的示意图。如图5所示，电流放大器504包括正输入节点NinpW及负 输入节点化順，W及正输出节点Noutp W及负输出节点Noutn。反馈网络506包括第一反馈网络电 路W及第二反馈网络电路。第一反馈网络电路包括禪接于电流放大器504的负输出节点 NoutnW及正输入节点化NP之间的电阻Rt/2, W及第二反馈网络电路包括禪接于电流放大器 504的正输出节点N日utpW及负输入节点Ninn之间的另一电阻Rt/2。通过类似推导顺序，相同的 等式可W被推导W用于图5所示的全差分结构，因此，细节在运里不再寶述。
[0049] 虽然到目前为止，所有的实施例都使用纯被动元件(passive component)!；例如， 电阻）作为反馈网络，主动元件(active component)，例如电压缓冲器，也可W被用来实现 反馈网络。运样的备选设计如图6至图11所示。图6至图11所示的反馈网络的设计考虑也是 基于上述的概念。