Ofdm-wlan射频测试系统的iq不平衡估计与补偿方法
【专利摘要】本发明公开了一种适用于OFDM?WLAN射频测试系统的IQ不平衡估计与补偿方法，首先依据信道冲击响应的平滑特性利用WLAN信号的长训练序列得到IQ不平衡参数的粗估计，然后依据最小均方误差准则，使用符号中的导频信息进行迭代运算以获取更为精确的幅度与相位误差估计，并依据估计结果对信号进行IQ不平衡和信道的联合均衡。本发明提出的IQ不平衡估计与补偿方法适用于信道存在频率选择性的情况，并且相比较于传统的LMS算法，仅增加少量的运算即可获得逼近稳态解的初始值，极大的加快了算法的收敛速度，在符号数目较少的情况下也可以获得良好的估计与补偿效果，具有很强的实用性。
【专利说明】
OFDM-WLAN射频测试系统的IQ不平衡估计与补偿方法
技术领域
[0001] 本发明设及OFDM-WLAN射频一致性测试系统中的发射机IQ不平衡估计与补偿方 法，属于信号处理、无线通信领域。
【背景技术】
[0002] IQ不平衡是指发射机和接收机的同相支路和正交之间的幅度和相位的不匹配。在 理想情况下，I路和Q路的增益相等，相位严格正交，但是实际的电路系统很难做到上述理想 情况，发射机和接收机端非理想的上下变频操作、I路和Q路间的不平衡滤波器均会在系统 中引入IQ不平衡。
[0003] 传统的通信系统中收发机多采用经典的超外差体系结构，运种结构有着良好抑制 镜像干扰的性能，但在移动终端中，元器件尺寸与成本的因素更为重要，直接变频结构正是 基于W上的需求改进了超外差结构，去除了零中频部分，将射频信号通过正交下变频直接 转化成基带信号。相比于超外差结构，直接变频结构移除了中频部分和镜像干扰滤波器从 而大大减小了设备的体积和功耗，同时该结构使用可单片集成的低通滤波和基带信号功放 实现，简化了终端的设计，并且该结构在实现多频段、多标准的发射与接收上具有更大的自 由度，运些优势使得直接变频发射接收机享有巨大的商业价值并成为移动端设计的主流， 成为(FDM终端良好的解决方案。但是，超外差结构中存在的IQ不平衡问题仍旧存在于零中 频结构中，并且相比超外差结构，直接变频结构的IQ不平衡通常更为严重和难W消除。
[0004] 在OFDM系统中，IQ不平衡的存在会引入镜像干扰从而造成系统的误码率上升。新 一代通信系统为了提升系统的吞吐量而倾向于采用高阶的调制方式，而高阶的调制方使得 系统对IQ不平衡引入的镜像干扰更加敏感，微小的IQ不平衡的扰动即会使得系统性能严重 下降。所W JQ不平衡估计与补偿问题在学术界引起了广泛的讨论和研究。现有的算法绝大 部分研究的是接收机端的IQ不平衡问题，鲜有单纯面向发射机导致的IQ不平衡问题的研 究，而实际上发射机导致的IQ不平衡严重制约着系统的性能，是射频一致性测试的重要指 标。
【发明内容】
[0005] 发明目的：针对现有研究中对发射机IQ不平衡不够深入的问题，本发明提出一种 适用于OFDM-WLAN射频测试系统的发射机中IQ不平衡的估计与补偿方法。
[0006] 技术方案:一种适用于OFDM-WLAN射频测试系统的IQ不平衡估计与补偿方法，包括 W下的步骤：
[0007] (1)对矢量信号分析仪接收到的信号进行串并转换，并进行FFT变换将信号变换至 频域；
[000引（2)使用信号的训练序列，利用信道的平滑特性对IQ不平衡参数进行粗估计，并消 除信道估计中IQ不平衡的影响从而得到均衡序列的初始值；
[0009] (3)对符号中的导频信息利用最小均方误差(LMS)准则进行迭代运算W获取更为 精确的均衡序列；
[0010] (4)对子载波及其镜像分量进行联合的信道与IQ不平衡均衡。
[0011] 所述步骤(2)中将信道估计结果表示为：
[0012] h 二 admg{k \ + LTS2
[OOU]其中，diagW为真实的信道冲击响应，a = cos(A (}))+jeT sin(A (}))，0=eT cos (A dO+j sin( A (6),与幅度和相位不平衡参数ET和A d)相关，其估计值分别为：
[0014]
[0015]
[0016] 其中，LTS2=LtsVlts, LTS为训练序列的频域表示，上标#表示复数序列共辆的 FFT变换结果，k为子载波索引值，《为信道估计，羽表示取信号的实部，3表示取信号的虚 部。
[0017] 作为优选，所述步骤(2)中消除信道估计中IQ不平衡的影响，信道的频域响应表示 为：
[001 引
[0019] 所述步骤(2)中在获取IQ不平衡参数与信道的粗估计结果后，设置均衡序列的初 值为：
[0020]
[0021]
[0022] 所述步骤(3)中针对符号中的导频信息利用LMS准则的自适应估计迭代公式为：
[0023]
[0024]
[00巧] Z(k)表示发射序列的第k个子载波，S 化)表示接收序列的第k个子载波，Wk和WN-k+2为依据LMS准则更新的均衡序列。
[0026] 目/(+故+知必l;玄来^r吐h^化件片^壬旦车-
[00リ]
[002引
[0029]其中，k= {2,…，N/2}，Mf，M记+2和淨分别代表i时刻的均衡序列与发射序列，
1^、序列货>的第4个导频子载波进行第1次迭代时的误差信号， 与采用训练序列與|_w的第N-k+2个导频子载波进行第i次迭代 时的误差信号，ULMS为迭代过程所使用的步长。
[0030] 作为优选，采用归一化LMS算法，将迭代步长设计为：
[0031]
[0032] 其中山柳为归一化步长，取值范围为0<iistep<2, I Iz(I)II2为接收信号的能量。
[0033] 所述步骤(4)中信道和IQ不平衡的联合均衡方法为：
[0034] 对子载波及其镜像分量进行联合考虑，将信道与IQ不平衡的联合均衡拆分为多个 2 X 2解禪方程的求解，对k= {2，…，N/2}定义：
[0035]
[0036] 则采巧巧委挽衡的方式可得频域数据的估计为：
[0037]
[0038] 其中5>〇为规格化因子W对抗「k为病态矩阵的情况，I为单位阵。
[0039] 有益效果:本发明公开的一种适用于(FDM-WLAN射频测试系统的IQ不平衡估计与 补偿方法，首先依据信道冲击响应的平滑特性利用WLAN信号的长训练序列得到IQ不平衡参 数的粗估计，然后依据最小均方误差准则，使用符号中的导频信息进行迭代运算W获取更 为精确的幅度与相位误差估计，并依据估计结果对信号进行IQ不平衡和信道的联合均衡。 该方法适用于信道存在频率选择性的情况，并且相比较于传统的LMS算法，仅增加少量的运 算即可获得逼近稳态解的初始值，极大的加快了算法的收敛速度，在符号数目较少的情况 下也可W获得良好的估计与补偿效果，具有很强的实用性。
【附图说明】
[0040] 图1为本发明所采用的发射机IQ不平衡系统模型示意图；
[0041] 图2为本发明所采用的发射机IQ不平衡系统模型的等效框图；
[0042] 图3为本发明IQ不平衡估计与均衡的方法流程图；
[0043] 图4为采用16QAM调制的信号IQ不平衡补偿前(a)后(b)星座图对比结果图；
[0044] 图5为采用64QAM调制的信号IQ不平衡补偿前(a)后(b)星座图对比结果图；
[0045] 图6为本发明方法的B邸性能验证结果图。
【具体实施方式】
[0046] 本发明公开了一种应用于无线局域网中IQ不平衡估计与均衡的方法。为了进行必 要的信道估计与追踪，无线局域网标准IE邸802. lla/g/n/ac提供了长训练序列，并在符号 中插入导频信息，本发明针对上述已知序列提供了一种信道和IQ不平衡联合估计与均衡的 方法。
[0047] 下面WlE邸802. Ilac信号为例，结合附图对发明中提出的方法进行进一步的详 细说明。
[0048] 附图1即为存在幅度和相位不平衡时的发射机系统，在该系统中IQ不平衡主要由 系统的时钟引起，在发射信号的各个频段其影响均表现为常数，被称之为与频率无关的IQ 不平衡。假定发射端由时钟引起的幅度和相位不平衡参数分别为ET和A d)，则理想的时域 信号XL(t)=XI(t) + jXQ(t)通过上变频操作后，其传输的射频信号可表示为：
[0049] XRF(t) = (l + ET)COS( Oot+A (}) )xi(t)-(l-ET)sin( Oot-A (}) )XQ(t) (I)
[0050] 理想的接收机将该射频信号与XL日(t)=exp(-j CO化)进行混频，则通过低通滤波器 滤除高频分量后的信号可表示为：
[0化1 ]
[0052] 其中；
[0053] a = cos( A (}))+jeT sin (A (6),0 = ej cos(A (J))+jsin(A (6) (2)
[0054] 发射机IQ不平衡的时域模型的等效框图如附图2所示，OFDM符号S = [S(I) s(2) …s(N)]t经过IFFT操作变换至时域，并添加循环前缀至符号头部形成；?，经过并串转换操 作后通过天线进行上变频操作，受到发射机IQ不平衡的影响，实际发射的信号可表示为： r二a；7-h/?cw?/片），信道有限冲击响应的长度小于循环前缀的长度，因此接收端去除循环前 缀后，接收序列可表不为：
[0化5]
傑
[0化6]其中，He为NXN大小的循环移位矩阵，石为接收端的高斯白噪声。矩阵r的循环移 位特性使得其傅里叶变换的结果为对角阵，对上式两端同时进行傅里叶变换操作，并定义 上标#表示复数序列共辆的FFT变换结果，其与原序列FFT变换结果之间的关系可表示为：
[0化7]
(4)
[0058] 可得频域接收序列Z与原序列S之间的关系为：
[0059] z = diag(人）（as+0s#)+v (5)
[0060] 其中，diag{M为真实的信道冲击响应，V为高斯白噪声。
[0061] 如图3所示，本发明实施例公开的一种适用于OFDM-WLAN射频测试系统的IQ不平衡 估计与补偿方法，主要包括W下的步骤：
[0062] SI:对矢量信号分析仪接收到的信号进行串并转换，并进行FFT变换将信号变换至 频域；
[0063] S2: IQ不平衡粗估计:使用信号的训练序列，利用信道的平滑特性对IQ不平衡参数 进行粗估计，并消除信道估计中IQ不平衡的影响从而得到均衡序列的初始值；
[0064] S3: IQ不平衡细估计:对符号中的导频信息利用LMS准则进行迭代运算W获取更为 精确的均衡序列，并将迭代步长归一化W保证算法收敛；
[0065] S4:联合均衡:对子载波及其镜像分量进行联合的信道与IQ不平衡均衡。
[0066] 利用附图3中的结构对信道与IQ不平衡进行联合估计与补偿，将子载波与其镜像 配对，则对子载波索引值k = {2，…，N/2}可定义W下关系：
[0067] Zk= r kSk+Vk (6)
[0068] 其中，Vk为信道引入的高斯白噪声，其余各个参数的定义如下：
[0069]
口、
[0070] 利用LMS算法定义自适应估计的迭代公式为：
[0071] 做
[0072] 踐）
[0073] 其中Wk和WN-IW为依据LMS准则更新的均衡序列，其初始化序列通过W下操作获得：
[0074] IE邸802. Ilac在帖头中加入了VHT-LTF字段W进行必要的频偏与信道估计，其 20MHz信号的VHT-LTF定义为：
[0075] VHTLTF28,28= U，1 ,LTFieft，0,LTFright(10)
[0076] 其中，
[0077] LTFieft= {1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1}
[0078] LTFright= {1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1, 1,1,1}
[0079] 忽略噪声的影响，利用接收信号的长训练序列字段进行LS信道估计，其估计结果 可表不为：
[0080]
(II)
[0081 ]其中，LTS2 = LTS#/LTS，其中LTS为训练序列的频域表示。对于子载波索引值k化为 LTS2跃变的前沿），有：
[0082]
(12)
[0083] 由于信道的相干带宽远大于子载波间间隔，因此相邻子载波上的频域响应可W近 似为相等，另外依据LTS2Nak+2 = LTS2N-(k+l)+2对两式作差可得：
[0084]
(巧）
[0085] 实际的OFDM系统中的幅度和相位不匹配取值较小，因此IQ不平衡参数如勺估计为：
[0086]
W4)
[0087] 依据=角不等式关系可得参数a的估计为：
[008引
（I巧
[0089] 对存在IQ不平衡的信道估计结果进行补偿，可W获得：
[0090]
[16)
[0091] 因此在获取IQ不平衡参数与信道的粗估计结果后，均衡序列的初值可W设置为：
[0092]
(巧
[0093] 接着，利用IE邸802. Ilac中的导频信号进行迭代，I邸E 802. Ilac 20MHz信号的 导频子载波索引值为KPiiDt = { ± 7，± 21}，各个导频上的取值为：
[0094] Pn{_21 ,_7,7,21 } = { Wnm〇d4, W (n+l)mod4,4(n+2)mod4,4(n+3)mod4} (18)
[OOM]导频信息的线性移位特性保证了均衡序列解的有效性，在序列中引入时间下标i， 令wf，M獻W和爭分别代表i时刻的均衡序列与发射序列，则对于k= {2,…，N/2}均衡系 数的迭代过程为：
[0099]
口I)
[0096] 灯9)
[0097] (20)
[0098] ;序列鸣"的第k个导频子载波进行第i次迭代时的 误差信 ^用训练序列媒^2的第N-k+2个导频子载波进行 第i次迭代时的误差信号，ULMS为迭代过程所使用的步长，采用归一化LMS算法，将其定义为：
[0100] 其中山*6。为归一化步长，取值范围为0<山*6。<2，|向1)|^为接收信号的能量。通 过上述的迭代估计，即可获得IQ不平衡参数的精确估计，并进而获得信道的冲击响应从而 进行信号的频域补偿。具体为将子载波及其镜像分量进行联合考虑，将信道与IQ不平衡的 联合均衡拆分为多个2 X 2解禪方程的求解，采用迫零均衡的方式按照下式求得频域数据的 估计，从而在频域完成对信号的信道与IQ不平衡的联合均衡操作。
[0101]
(22)
[0102]利用本方法估计出来的幅度与相位不平衡因子对存在IQ不平衡的系统进行补偿， 验证其系统性能，选取IE邸802.11曰。协议中采用16941调制的船54数据与采用64941调制 的MCS7数据进行测试，附图3和附图4即为两组样本数据补偿前后的星座图对比情况。可W 明显看出，受到IQ不平衡影响，星座图上的点呈离散状分布在标准星座图点周围，并且高阶 调制方式受到IQ不平衡影响更大，不同星座点上的数据交织在一起从而造成误判。经过补 偿后的数据抑制了镜像分量，增加了信道估计与均衡的准确性，有效的改善了星座图的崎 变，使得星座图的点均集聚在标准点附近，可见文中提出的IQ不平衡频域补偿方法具有非 常好的补偿效果。
[0103]图6显示了本发明提出的方法对误码率性能，经过补偿的系统有效的改善了系统 的误码率性能，消除了 IQ不平衡造成的地板效应，并且在仅使用5个符号进行迭代训练时即 可获得良好的性能。
【主权项】
1. 一种适用于OFDM-WLAN射频测试系统的IQ不平衡估计与补偿方法，其特征在于:包括 W下的步骤： (1) 对矢量信号分析仪接收到的信号进行串并转换，并进行FFT变换将信号变换至频 域； (2) 使用信号的训练序列，利用信道的平滑特性对IQ不平衡参数进行粗估计，并消除信 道估计中IQ不平衡的影响从而得到均衡序列的初始值； (3) 对符号中的导频信息利用最小均方误差(LMS)准则进行迭代运算W获取更为精确 的均衡序列； (4) 对子载波及其镜像分量进行联合的信道与IQ不平衡均衡。2. 根据权利要求1所述的IQ不平衡估计与补偿方法，其特征在于:所述步骤(2)中信道 估计结果表示为：其中，diag{A}为真实的信道冲击响应，a = cos(A(}))+jeT 3；?η(Δφ)，β=Ετ cos(A (lO+j sin(A φ)，与幅度和相位不平衡参数ετ和Δ φ相关，其估计值分别为：其中，LTS2 = LTSVlTS，LTS为训练序列的频域表示，上标#表示复数序列共辆的FFT变换 结果，k为子载波索引值，在为信道估计，巧表示取信号的实部，3表示取信号的虚部。3. 根据权利要求2所述的IQ不平衡估计与补偿方法，其特征在于:所述步骤(2)中消除 信道估计中IQ不平衡的影响，信道的频域响应表示为：4. 根据权利要求3所述的IQ不平衡估计与补偿方法，其特征在于:所述步骤(2)中在获 取IQ不平衡参数与信道的粗估计结果后，设置均衡序列的初值为：5. 根据权利要求1所述的IQ不平衡估计与补偿方法，其特征在于:所述步骤(3)中针对 符号中的导频信息利用LMS准则的自适应估计迭代公式为：其中，zA)表不发射序列的第k个子载波，S化)表 示接收序列的第k个子载波，Wk和WN-k+2为依据LMS准则更新的均衡序列。6. 根据权利要求5所述的IQ不平衡估计与补偿方法，其特征在于:均衡系数的迭代过程 为：其中，k={2，. . .，N/2}，咕i，w记。和ζΓ分别代表i时刻的均衡序列与发射序列， 聲二谭>-诚皆为采用训练序列為"的第k个导频子载波进行第i次迭代时的误差信号， 典;-+2 =端"把W媒W为采用训练序列呜iw的第N-k+2个导频子载波进行第i次迭代 时的误差信号，ULMS为迭代过程所使用的步长。7. 根据权利要求6所述的IQ不平衡估计与补偿方法，其特征在于:采用归一化LMS算法， 将迭代步长设计为：其中Wst巧为归一化步长，取值范围为0<yst巧<2，|向1川2为接收信号的能量。8. 根据权利要求2所述的IQ不平衡估计与补偿方法，其特征在于:所述步骤(4)中信道 和IQ不平衡的联合均衡方法为： 对子载波及其镜像分量进行联合考虑，将信道与IQ不平衡的联合均衡拆分为多个2X2 解禪方程的求解，对k={2,...，N/2}定义：则采用迫零均衡的方式可得频域数据的估计为：其中S>0为规格化因子W对抗Tk为病态矩阵的情况，I为单位阵。
【文档编号】H04L25/02GK105847198SQ201610145766
【公开日】2016年8月10日
【申请日】2016年3月15日
【发明人】裴文江, 朱磊, 王开, 夏亦犁
【申请人】东南大学