基于滤波器组的信号生成、发送和接收方法及其装置的制造方法

基于滤波器组的信号生成、发送和接收方法及其装置的制造方法
【专利摘要】本申请公开了一种基于滤波器组的信号生成、发送和接收方法以及装置。一方面，提供了一种信号生成装置，包括：CS-DFT扩展单元，用于对输入的第一复数符号数据流进行共轭对称离散傅里叶变换DFT扩展操作以生成两路符号数据流；子载波分配单元，用于将所述两路符号数据流分别分配到子载波上；以及OQAM调制器，用于将分配到子载波上的符号数据流进行偏置正交幅度调制OQAM以生成OQAM信号。本申请的实施例在保持了FBMC/OQAM系统的自有特性外，使得FBMC/OQAM系统的PAPR性能逼近单载波传输的PAPR性能。
【专利说明】
基于滤波器组的信号生成、发送和接收方法及其装置
技术领域
[0001] 本申请涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于滤波器组的信号生成、发送和 接收方法及其装置。
【背景技术】
[0002] 随着信息产业的快速发展，特别是来自移动互联网和物联网（IoT, Internet of Things)的增长需求，给未来移动通信技术带来前所未有的挑战。如根据国际电信联盟ITU 的报告ITU-R Μ.[頂T. BEY0ND2020. TRAFFIC]，可以预计到2020年，移动业务量增长相对 2010年（4G时代）将增长近1000倍，用户设备连接数也将超过170亿。随着海量的IoT设 备逐渐渗透到移动通信网络，连接设备数将更加惊人。为了应对这前所未有的挑战，通信产 业界和学术界已经展开了广泛的第五代移动通信技术研究（5G)，以面向2020年代。目前在 ITU的报告ITU-R Μ.[頂T. VISION]中已经在讨论未来5G的框架和整体目标，其中对5G的 需求展望、应用场景和各项重要性能指标等做了详细的说明。针对5G中的新需求，ITU的报 告ITU-R M.[頂T. FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]提供了针对5G技术发展趋势等相关信息， 旨在解决系统吞吐量显著提升、用户体验一致性、扩展性以支持Ι〇Τ、时延、能效、成本、网络 灵活性、新兴业务的支持和灵活的频谱利用等显著问题。
[0003] 调制波形和多址方式是无线通信空中接口（Air-Interface)设计的重要基础， 在5G中也不会例外。当前，多载波调制技术家族（Multi-carrier Modulation, MCM)中 的典型代表正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)被 广泛地应用于广播式的音频和视频领域以及民用通信系统中，例如第三代移动通信合作 伙伴项目（3rd Generation Partnership Project，XPP)制定的 Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA)协议对应的长期演进（Long Term Evolution，LTE)系 统，欧洲的数字视频（Digital Video Broadcasting, DVB)和数字音频广播（Digital Audio Broadcasting, DAB)、甚高速数字用户环路（Very-high-bit-rate Digital Subscriber Loop, VDSL) UEEE802. lla/g无线局域网（Wireless Local Area, WLAN)、IEEE802. 22无线城 域网（Wireless Regional Area Network, WRAN)和 IEEE802. 16 全球微波互联接入（World Interoperability for Microwave Access，WiMAX)等等。众所周知，OFDM 技术的基本思 想是将宽带信道划分为多个并行的窄带子信道/子载波，使得在频率选择性信道中传输的 高速数据流变为在多个并行的独立平坦子信道上传输的低速数据流，大大增强了系统抵抗 多径干扰的能力。并且，0FDM可以利用快速反傅里叶变换和快速傅里叶变换（IFFT/FFT) 简化调制和解调的实现。此外，通过添加循环前缀（Cyclic Prefix，CP)使跟信道的线性 卷积变为圆周卷积，从而根据圆周卷积的性质，当CP长度大于信道最大多径时延时，利用 简单的单抽头频域均衡就可实现无符号间干扰（Inter-symbol Interference, ISI)，从而 降低接收机处理复杂度。虽然基于CP-0FDM调制波形能很好的支持4G时代的移动宽带 (Mobile Broadband, MBB)业务需求，不过5G将面临更具挑战的和更丰富的场景，这使得应 用CP-0FDM在5G的场景中出现很大的限制或者不足之处，主要表现在：（1)添加 CP来抵抗 ISI在5G低时延传输的场景会极大的降低频谱利用率，因为低时延传输将极大缩短OFDM的 符号长度，而CP的长度只是受制于信道的冲击响应，那么CP的长度跟OFDM的符号长度之 比会大大增加，这样的开销造成频谱效率损失非常大，是难以接受的。（2)严格的时间同步 要求在5G的IoT场景中会造成很大的闭环同步维护所需的信令开销，而且严格的同步机制 造成帧结构无弹性，不能很好的支持多种业务间不同的同步需求。（3)0FDM采用矩形脉冲成 形（Rectangular Pulse)造成很大的带外泄露，因为这样的波形导致其频域的旁瓣滚降很 慢，这也是为什么OFDM对频偏（CFO, Carrier Frequency Offset)非常敏感的原因，而5G 将会有很多的碎片化频谱灵活接入/共享的需求，OFDM的带外泄露极大的限制了频谱接入 的灵活性或者说需要很大的频域保护带从而降低了频谱的利用率。这些不足主要是由其自 身的固有特性造成的，尽管通过采取一定的措施，可以降低这些缺点造成的影响，但会增加 系统设计的复杂度，且无法从根本上解决问题。
[0004] 正因为如此，如 ITU 的报告 ITU-R M.[頂T. FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]所述，一 些新波形调制技术（基于多载波调制）被纳入5G的考虑范围之内。其中，基于滤波器组 的多载波（FBMC :Filter Bank Multiple Carrier)调制技术成为热点研究对象之一，由于 其提供了成型滤波器（Prototype Filter)设计的自由度，可以采用时频域聚焦性（Time/ Frequency Localization, TFL)很好的滤波器对传输波形进行脉冲成型，使得传输信号能 表现出多种较优的特性，包括不需要CP来对抗ISI从而提高频谱效率，较低的带外泄露从 而很好的支持灵活的碎片化频谱接入，以及对频偏不敏感。比较典型的FBMC系统通常使用 一种叫做偏置正交幅度调制（OQAM :0ffset Quadrature Amplitude Modulation)技术来达 到频谱效率最大化，所以通常称为FBMC/0QAM系统，也可称作0FDM/0QAM系统。关于FBMC 用于数字通信可以简单参考一篇早期文献"Analysis and Design of 0FDM/0QAM Systems Based on Filter Bank Theory'，，IEEE Transactions on Signal Processing, vol. 50, no .5,pp.1170-1183, May2002.
[0005] FBMC有一些OFDM不具备的好的特性从而在5G研究中获得关注，不过其本身固有 的一些缺点使得其在无线通信系统中应用也存在着不少挑战，这些急需解决的挑战正在被 不断的研究中。其中一个显著的问题就是，与0FDM系统类似，作为一种多载波系统，FBMC系 统发送端的输出信号是多个子信道信号的叠加，当这些子信道的信号相位相同的时候，会 叠加出具有较大峰值的信号。因此与单载波系统相比，FBMC信号存在着较高的峰值功率和 平均功率比（Peak-to-Average Power Ratio, PAPR)。由于发射机内高功率放大器的线性 区域有限，当输入信号的峰均功率比过高，超出放大器的线性区域时，非线性的功率放大会 导致交调信号，影响临近频带的信号以及系统的性能。3GPP定义的LTE上行空中接口采用 的是单载波频分多址（SC-FDMA, Single-Carrier Frequency-Division Multiple Access) 的方式，与下行采用的正交频分多址（0FDMA)方式相比具有较低的PAPR。更低的PAPR可 以使用户终端在发射功效方面得到更大的好处，并进而延长电池使用寿命和时间。具体 地，SC-FDMA的频域生成方法又称为DFT扩展OFDM(DFT-s-OFDM)。DFT-s-OFDM是在0FDM 的IFFT调制之前对信号进行DFT扩展（DFT预处理），然后进行IFFT，这样系统发射的是时 域信号，从而避免发射频域的0FDM信号所带来的PAPR的问题。SC-FDMA具有单载波的低 PAPR和多载波的强韧性这两大优势，因此，LTE上行链路的传输架构采用的是具有循环码 的SC-FDMA。但是，由于FBMC系统中引入了滤波器组，并且滤波器的长度有可能大于一个 FBMC/OQAM符号长度，从而使得相邻的两个或多个符号不相互独立，使得FBMC系统的PAPR 抑制具有特殊性。因此，在FBMC系统中，如果直接继承LTE上行SC-FDMA中的频域DFT扩 展方法，将不会得到好的单载波性能，其PAPR也不会得到有效的降低。
[0006] 综上所述，要提升FBMC在5G候选技术中的竞争力，除了利用开发其优势外，还需 要解决其自身不足。针对FBMC的上行多址接入方式，非常有必要通过有效的方法来解决 FBMC中较高的PAPR问题。

【发明内容】

[0007] 本发明所要解决的技术问题是FBMC/0QAM系统中PAPR较高的问题，目前尚未有一 种非常有效的方法来降低较高PAPR对系统发射机功效带来的影响。为此，本申请提供了一 种有效的基于共辄对称DFT扩展滤波器组多载波（CS-DFT-s-FBMC)的通信系统及其信号发 送和接收方法。该设计方法在保持了 FBMC/0QAM系统的自有特性外，使得FBMC/0QAM系统 的PAPR性能逼近单载波传输的PAPR性能。
[0008] 第一方面，提供了一种信号生成装置。该信号生成装置包括：CS-DFT扩展单元， 用于对输入的第一复数符号数据流进行共辄对称离散傅里叶变换DFT扩展操作以生成两 路符号数据流；子载波分配单元，用于将所述两路符号数据流分别分配到子载波上；以及 0QAM调制器，用于将分配到子载波上的符号数据流进行偏置正交幅度调制0QAM以生成 0QAM信号。
[0009] 在一些实施例中，所述CS-DFT扩展单元包括：共辄对称操作单元，用于对所述输 入的第一复数符号数据流进行共辄对称操作以生成两路共辄对称的复数符号数据流；以及 DFT扩展单元，用于对所述两路共辄对称的复数符号数据流分别进行离散傅里叶变换以生 成两路纯实数的符号数据流。
[0010] 在一些实现中，所述0QAM调制器将分配到子载波上的所述两路纯实数的符号数 据流交替调制到所分配子载波的实部和虚部。
[0011] 在另一些实施例中，所述CS-DFT扩展单元包括：共辄对称操作单元，用于对所述 输入的第一复数符号数据流进行共辄对称操作以生成两路共辄对称的复数符号数据流；相 位旋转单元，用于对所述两路共辄对称的复数符号数据流中的一路复数符号数据流进行相 位旋转；DFT扩展单元，用于对经过相位旋转的复数符号数据流进行离散傅里叶变换以生 成一路纯虚数符号数据流，以及对所述两路共辄对称的复数符号数据流中未经相位旋转的 另一路复数符号数据流进行离散傅里叶变换以生成一路纯实数符号数据流；以及子载波映 射单元，用于将从所述DFT扩展单元输出的纯虚数符号数据流和纯实数符号数据流进行排 列组合以生成一路实虚交替的复数符号数据流和一路虚实交替的复数符号数据流。
[0012] 在一些实现中，所述相位旋转单元用于将输入的复数符号数据流中的每个符号元 素乘以复数j。
[0013] 在一些实现中，所述子载波映射单元用于交换所述纯虚数符号数据流和所述纯实 数符号数据流的偶数位置或奇数位置上的符号元素以生成一路实虚交替的复数符号数据 流和一路虚实交替的复数符号数据流。
[0014] 在一些实现中，所述0QAM调制器将分配到子载波上的所述实虚交替的复数符号 数据流和虚实交替的复数符号数据流直接调制到所分配子载波上。
[0015] 在又一些实施例中，所述CS-DFT扩展单元包括：共辄对称操作单元，用于对所述 输入的第一复数符号数据流进行共辄对称操作以生成两路共辄对称的复数符号数据流；预 编码单元，用于对所述两路共辄对称的复数符号数据流分别进行预编码操作；以及DFT扩 展单元，用于对经过预编码操作的两路复数符号数据流进行离散傅里叶变换以生成一路实 虚交替的复数符号数据流和一路虚实交替的复数符号数据流。
[0016] 在一些实现中，所述预编码单元针对所述两路共辄对称的复数符号数据流所使用 的预编码矩阵和7?分别为：
[0017]
[0018]
[0019] 其中，Fm^MsADFT矩阵，为对角矩阵，其非对角线上的元素均为零，对角线 上奇数位置上的元素为1，偶数位置上的元素为j，为对角矩阵，其非对角线上的元素 均为零，对角线上偶数位置上的元素为1，奇数位置上的元素为j。
[0020] 在一些实现中，所述0QAM调制器将分配到子载波上的所述实虚交替的复数符号 数据流和虚实交替的复数符号数据流直接调制到所分配子载波上。
[0021] 在一些实现中，所述共辄对称操作单元包括：数据分离模块，用于将所述输入的第 一复数符号数据流拆分为长度一致的第二复数符号数据流和第三复数符号数据流；数据 复制模块，用于分别对所述第二复数符号数据流和第三复数符号数据流进行复制和功率分 配，以生成两路第二复数符号数据流和两路第三复数符号数据流；数据共辄计算模块，用于 分别对来自所述数据复制模块的一路所述第二复数符号数据流和一路所述第三复数符号 数据流中的每个符号元素进行取共辄运算以生成第四复数符号数据流和第五复数符号数 据流；以及数据对称计算模块，用于将来自所述数据复制模块的另一路所述第二复数符号 数据流与来自所述数据共辄计算模块的第四复数符号数据流二者之一翻转后与二者之另 一进行组合，以生成第一共辄对称复数符号数据流；以及用于将来自所述数据复制模块的 另一路所述第三复数符号数据流与来自所述数据共辄计算模块的第五复数符号数据流二 者之一翻转后与二者之另一进行组合，以生成第二共辄对称复数符号数据流。
[0022] 在一些实施例中，所述CS-DFT扩展单元包括：共辄对称操作单元，用于对所述输 入的第一复数符号数据流进行共辄对称操作以生成一路共辄对称的复数符号数据流；离散 傅里叶变换DFT扩展单元，用于对所述一路共辄对称的复数符号数据流进行离散傅里叶变 换以生成一路纯实数符号数据流；以及子载波摄动单元，用于按照预定的方式调整所述一 路纯实数符号数据流中各符号元素的位置，并将进行位置调整后的符号元素分为两路等长 度的纯实数符号数据流。
[0023] 在一些实现中，所述0QAM调制器将分配到子载波上的所述两路等长度的纯实数 符号数据流交替调制到所分配子载波的实部和虚部。
[0024] 在一些实现中，所述共辄对称操作单元包括：数据复制模块，用于对所述输入的第 一复数符号数据流进行复制和功率分配，以生成两路第六复数符号数据流；数据共辄计算 模块，用于对来自所述数据复制模块的一路所述第六复数符号数据流中的每个符号元素进 行取共辄运算以生成第七复数符号数据流；以及数据对称计算模块，用于将来自所述数据 复制模块的另一路所述第六复数符号数据流与来自所述数据共辄计算模块的第七复数符 号数据流二者之一翻转后与二者之另一进行组合，以生成一路共辄对称复数符号数据流。
[0025] 在一些实现中，所述数据对称计算模块还用于在进行组合操作时执行补零操作。
[0026] 在一些实现中，所述数据对称计算模块按照以下任一执行所述补零操作：在生成 的共辄对称复数符号数据流的直流分量处直接补零；以及分别在待组合的两路复数符号数 据流的最前面补零。
[0027] 第二方面，提供了一种发射机。所述发射机包括：根据本发明第一方面各实施例提 供的信号生成装置，用于生成0QAM信号；以及天线，用于发射所述0QAM信号。
[0028] 第三方面，提供了一种接收机。所述接收机包括：天线，用于接收偏置正交幅度调 制0QAM信号；0QAM解调器，用于对接收的0QAM信号进行解调以生成两路复数符号数据流； 子载波选择单元，用于选择所述两路复数符号数据流在所分配的子载波上的两路第一复数 符号数据流；以及CS-IDFT逆扩展单元，用于对所述两路第一复数符号数据流进行共辄对 称逆离散傅里叶变换IDFT逆扩展操作以生成一路复数符号数据流。
[0029] 在一些实施例中，所述CS-IDFT逆扩展单元包括：相位调整单元，用于对所述两路 第一复数符号数据流分别进行相位调整以生成两路第二复数符号数据流；实部/虚部提取 单元，用于对所述两路第二复数符号数据流的各符号元素分别取实部；IDFT扩展单元，用 于对两路第二复数符号数据流的实部分别进行逆离散傅里叶变换以生成两路第三复数符 号数据流；以及共辄对称逆操作单元，用于对两路第三复数符号数据流进行共辄对称逆操 作以生成一路复数符号数据流。
[0030] 在一些实现中，所述相位调整单元用于对所述两路第一复数符号数据流中的一路 第一复数符号数据流中的符号元素交替乘以1和_j，对另一路第一复数符号数据流中的符 号元素交替乘以_j和1。
[0031] 在另一些实施例中，所述CS-IDFT逆扩展单元包括：子载波逆映射单元，用于将所 述两路第一复数符号数据流进行排列组合以生成两路第四复数符号数据流；实部/虚部 提取单元，用于对一路第四复数符号数据流取实部，对另一路第四复数符号数据流取虚部； IDFT扩展单元，用于对两路第四复数符号数据流所提取的实部和虚部分别进行逆离散傅里 叶变换以生成两路第五复数符号数据流；相位旋转单元，用于对所述两路第五复数符号数 据流中的一路第五复数符号数据流进行相位旋转；以及共辄对称逆操作单元，用于对经过 相位旋转的第五复数符号数据流和另一路未经过相位旋转的第五复数符号数据流进行共 辄对称逆操作以生成一路复数符号数据流。
[0032] 在一些实现中，所述相位旋转单元用于将虚部被提取并经逆离散傅里叶变换生成 的一路第五复数符号数据流中的每个符号元素乘以复数_j。
[0033] 在一些实现中，所述子载波逆映射单元用于交换所述两路第一复数符号数据流的 偶数位置或奇数位置上的符号元素以生成所述两路第四复数符号数据流。
[0034] 在又一些实施例中，所述CS-IDFT逆扩展单元包括：实部/虚部提取单元，用于对 所述两路第一复数符号数据流分别交替提取实部和虚部；相位调整单元，用于对所述两路 第一复数符号数据流所提取的实部和虚部分别进行相位调整以生成两路第六复数符号数 据流；IDFT扩展单元，用于对所述两路第六复数符号数据流分别进行逆离散傅里叶变换以 生成两路第七复数符号数据流；逆预编码单元，用于对所述两路第七复数符号数据流分别 进行逆预编码操作以生成两路第八复数符号数据流；以及共辄对称逆操作单元，用于对两 路第八复数符号数据流进行共辄对称逆操作以生成一路复数符号数据流。
[0035] 在一些实现中，所述相位调整单元用于对所述两路第一复数符号数据流所提取的 实部乘以1，对所提取的虚部乘以复数j。
[0036] 在一些实现中，所述逆预编码单元所使用的编码矩阵为发射端的预编码操作中使 用的预编码矩阵的逆矩阵或共辄转置矩阵。
[0037] 在一些实现中，所述共辄对称逆操作单元包括：数据分离模块，用于将输入的两路 复数符号数据流分别拆分为长度一致的两路第八复数符号数据流和两路第九复数符号数 据流；数据复制模块，用于分别对一路第八复数符号数据流和一路第九复数符号数据流进 行复制并输出到数据对称合并模块；数据共辄计算模块，用于分别对另一路第八复数符号 数据流和另一路第九复数符号数据流中的每个符号元素进行取共辄运算以生成第十复数 符号数据流和第十一复数符号数据流；数据对称合并模块，用于将来自所述数据复制模块 的一路第八复数符号数据流与第十复数符号数据流二者之一翻转后与二者之另一进行合 并，以生成第一逆共辄对称复数符号数据流，以及用于将来自所述数据复制模块的一路第 九复数符号数据流与第十一复数符号数据流二者之一翻转后与二者之另一进行合并，以生 成第二逆共辄对称复数符号数据流；以及数据合并模块，用于合并所述第一逆共辄对称复 数符号数据流和所述第二逆共辄对称复数符号数据流以生成一路复数符号数据流。
[0038] 在一些实施例中，所述CS-IDFT逆扩展单元包括：相位调整单元，用于对所述两路 第一复数符号数据流分别进行相位调整以生成两路第十二复数符号数据流；实部/虚部 提取单元，用于对所述两路第十二复数符号数据流的各符号元素分别取实部；逆子载波摄 动单元，用于将所述两路第十二复数符号数据流所提取的实部进行排列组合以生成一路第 十三复数符号数据流；逆离散傅里叶变换IDFT扩展单元，用于对所述一路第十二复数符号 数据流进行逆离散傅里叶变换以生成一路第十四复数符号数据流；以及共辄对称逆操作单 元，用于对所述一路第十四复数符号数据流进行共辄对称逆操作以生成一路复数符号数据 流。
[0039] 在一些实现中，所述共辄对称逆操作单元包括：数据分离模块，用于将所述一路第 十四复数符号数据流拆分为长度一致的第十五复数符号数据流和第十六复数符号数据流； 数据复制模块，用于对第十五复数符号数据流进行复制并输出到数据对称合并模块；数据 共辄计算模块，用于对第十六复数符号数据流中的每个符号元素进行取共辄运算以生成第 十七复数符号数据流；以及数据对称合并模块，用于将来自所述数据复制模块的第十五复 数符号数据流与第十七复数符号数据流二者之一翻转后与二者之另一进行合并，以生成一 路复数符号数据流。
[0040] 第四方面，提供了一种信号生成方法。所述方法包括：对输入的第一复数符号数 据流进行共辄对称离散傅里叶变换DFT扩展操作以生成两路符号数据流；将所述两路符号 数据流分别分配到子载波上；以及将分配到子载波上的符号数据流进行偏置正交幅度调制 0QAM以生成0QAM信号。
[0041] 第五方面，提供了一种信号发送方法。所述方法包括：根据本申请第四方面提供的 方法生成0QAM信号；以及发射所述0QAM信号。
[0042] 第六方面，提供了一种信号接收方法。所述方法包括：接收偏置正交幅度调制 0QAM信号；对接收的0QAM信号进行解调以生成两路复数符号数据流；选择所述两路复数符 号数据流在所分配的子载波上的两路第一复数符号数据流；以及对两路第一复数符号数据 流进行共辄对称逆离散傅里叶变换IDFT逆扩展操作以生成一路复数符号数据流。
[0043] 本申请的实施例在保持了 FBMC/0QAM系统的自有特性外，使得FBMC/0QAM系统的 PAPR性能逼近单载波传输的PAPR性能。
【附图说明】
[0044] 通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本申请的其它 特征、目的和优点将会变得更明显：
[0045] 图1示出了现有技术中常规的基于滤波器组的FBMC/0QAM系统的信号生成与发送 示意图；
[0046] 图2示出了现有技术中常规的基于滤波器组的FBMC/0QAM系统的信号接收与解调 示意图；
[0047] 图3示出了现有技术中常规的0FDM系统与FBMC/0QAM系统的PAPR互补累积密度 函数仿真结果示意图；
[0048] 图4示出了现有技术中基于简单DFT扩展的基于滤波器组的FBMC/0QAM系统的信 号生成与发送示意图；
[0049] 图5示出了现有技术中基于简单DFT扩展的基于滤波器组的FBMC/0QAM系统的信 号接收与解调示意图；
[0050] 图6示出了现有技术中基于简单DFT扩展的0FDM系统与FBMC/0QAM系统的PAPR 仿真结果示意图；
[0051] 图7示出了根据本申请实施例一的一种基于CS-DFT扩展的基于滤波器组的FBMC/ 0QAM系统的信号生成与发送示意图；
[0052] 图8示出了根据本申请实施例一的一种对数据信号进行共辄对称（Conjugate Symmetric，CS)操作的流程示意图；
[0053] 图9示出了根据本申请实施例一的一种基于CS-DFT扩展的基于滤波器组的FBMC/ 0QAM系统的信号接收与解调示意图；
[0054] 图10示出了根据本申请实施例一的一种对数据信号进行共辄对称（Conjugate Symmetric，CS)逆操作的流程示意图；
[0055] 图11示出了根据本申请实施例一的基于CS-DFT-s-FBMC/OQAM系统的PAPR互补 累积密度函数仿真结果示意图；
[0056] 图12示出了根据本申请实施例二的一种基于CS-DFT扩展的基于滤波器组的 FBMC/0QAM系统的信号生成与发送示意图；
[0057] 图13示出了根据本申请实施例二的一种对数据信号进行子载波映射操作的流程 示意图；
[0058] 图14示出了根据本申请实施例二的一种基于CS-DFT扩展的基于滤波器组的 FBMC/0QAM系统的信号接收与解调示意图；
[0059] 图15示出了根据本申请实施例二的一种对数据信号进行子载波逆映射操作的流 程不意图；
[0060] 图16示出了根据本申请实施例三的一种基于预编码CS-DFT扩展的基于滤波器组 的FBMC/0QAM系统的信号生成与发送示意图；
[0061] 图17示出了根据本申请实施例三的一种基于预编码CS-DFT扩展的基于滤波器组 的FBMC/0QAM系统的信号接收与解调示意图；
[0062] 图18示出了根据本申请实施例四的一种基于CS-DFT扩展的基于滤波器组的 FBMC/0QAM系统的信号生成与发送示意图；
[0063] 图19示出了根据本申请实施例四的一种对数据信号进行共辄对称（Conjugate Symmetric，CS)操作的流程示意图；
[0064] 图20示出了根据本申请实施例四的一种基于CS-DFT扩展的基于滤波器组的 FBMC/0QAM系统的信号接收与解调示意图；
[0065] 图21示出了根据本申请实施例四的一种对数据信号进行共辄对称（Conjugate Symmetric，CS)逆操作的流程示意图；
[0066] 图22示出了根据本申请诸多实施例的基于CS-DFT扩展的基于滤波器组的FBMC/ 0QAM系统的信号生成和发送方法的示例性流程图；
[0067] 图23示出了根据本申请诸多实施例的基于CS-DFT扩展的基于滤波器组的FBMC/ 0QAM系统的信号接收方法的示例性流程图；以及
[0068] 图24示出了适用于实践本申请诸多示例性实施例的实体的简化框图。
【具体实施方式】
[0069] 为使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对 本申请作进一步详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释相关发 明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关发 明相关的部分。
[0070] 需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相 互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。
[0071] 采用基于滤波器组多载波（FBMC)技术的调制方式，可以获得具有更好时频聚 焦性的信号波形，例如基于各向同性正交变换算法（Isotropic Orthogonal Transform Algorithm，IOTA)、基于扩展高斯函数（Extended Gaussian Function，EGF)和欧洲 PHYDYAS 等原型滤波器函数。FBMC使用时频域聚焦性（Time/Frequency Localization, TFL)很好 的成型滤波器对每个子载波的信号进行脉冲成型（Pulse Shaping)，这使得：1)FBMC可以 不需要CP也能极大抑制多径带来的ISI，不仅相对OFDM能带来更高的频谱效率和能量效 率，同时可以在更大的时间误差下获得良好的接收可靠性，从而允许非严格同步的传输；2) 得益于良好的频率聚焦性，FBMC可以在极窄的频率资源内传输信号并保持非常低的带外泄 露，从而可以较好的抑制由于多普勒或相位噪声等带来的载波间干扰（ICI)。因此，FBMC在 认知无线电、碎片化的频带接入和非同步传输等场景上拥有极大的潜力。
[0072] 为获得FBMC的最高频谱效率，需要使用偏置正交幅度调制（0QAM :0ff set Quadrature Amplitude Modulation)技术，称为 FBMC/0QAM 或 0FDM/0QAM，本文后续全部 简称为0QAM。在FBMC/0QAM中，一个QAM符号被分成两路信号，分别被交替调制到一个子载 波的实部或虚部并通过在时间上交错的方法发送。在接收端，如果没有信道的影响，交替提 取每个子载波上信号的实部或虚部，即可恢复发送信号。
[0073] 图1示出了现有技术中常规的基于滤波器组的FBMC/0QAM的信号生成与发送示意 图。
[0074] 如图1所示，输入的复数调制数据，例如复数QAM (Quadrature Amplitude Modulation)符号经串/并变换单元101进行串并变换后得到Μ路并行数据，Μ是子载波的 个数。每路信号又被分为两路，分别通过实部提取单元102和虚部提取单元103提取其实 部和虚部。继而，实部信号和虚部信号分别通过逆快速傅里叶变换单元104进行调制。调 制后的信号送到合成滤波器组单元105中进行脉冲成型。最后，将实部和虚部信号进行组 合，并经并/串变换单元106输出0QAM信号。
[0075] 从0QAM信号的公式表达可以很容易理解图中各模块或单元的作用。时域连续 (Continuous-time)的多载波FBMC/0QAM信号的基带等同形式可以用下面的公式（1)表 达：
[0076]
(1)
[0077] 其中：（·）m,n表示频时点（Frequency-time Point)，a m,n为在第η个符号的第m 个子载波上发送的实数调制信号，也就是脉冲幅度调制符号（PAM)为符号周期为τ = 2 τ。的复数QAM符号的实部或虚部值，例如
识{·}和分 别为取实虚部操作；j是虚数符，Θ _= j m+n表示实虚交替；Μ为偶数表示子载波个数；Z为 发送的符号集合；V。为子载波间隔；τ。为0QAM的符号周期，即1。= τ/2=?Λ2ν。）；g是 原型滤波器函数，其时域冲击响应长度一般为τ的K倍，这样的话导致相邻的（2K-1)个符 号的时域波形会部分重叠，所以Κ通常也称为滤波器的重叠因子（Overlapping Factor)， gm，n(t)为调制am，n的整体合成滤波器函数（Synthesis Filter)。可以看出0QAM的符号率 是传统0FDM符号率的2倍并且不附加循环前缀CP，而由于0QAM的调制是实数的，每个0QAM 符号的信息量是传统0FDM的一半。也就是说，一个0QAM系统的信号传输率与一个不带CP 的0FDM系统相同。
[0078] 0QAM的实数域正交性是通过设计原型滤波器函数g来实现的，发送端的合成滤波 器函数和接收端的分析滤波器函数的内积（Inner Product)需要满足或者近似满足公式 (2)，也就是原型滤波器需要满足：
[0079]
(2)
[0080] 其中*代表复数共辄，別Η为取实部操作，〈?卜 >表示内积，如果m = m'，n = η' 则5m,m，= 1，δ η,η，= 1，否则为〇,也就是说如果m辛m'或η辛η'，贝lj内积为纯虚数项，为 了描述方便把内积用ω??表示。很显然不同子载波和不同符号之间的信号本身造成的是 纯虚部干扰，那么FBMC/OQAM调制的信号s(t)在经过一个无失真（Distortion-free)信道 时，对接收的信号用与发送合成滤波器（Synthesis Filter, SF)gmin(t)相匹配的接收分析 滤波器组（Analysis Filter，AF) 按照公式（3)进行简单操作，就可以把原始发送的 实数信号完美的重构（Perfect Reconstruction，PR)出来，η。是噪声项，紧接着合成 复数QAM信号就可以解调出原始数据。
[0081]
[0082] 图2示出了现有技术中常规的基于滤波器组的FBMC/0QAM的信号接收与解调示意 图。
[0083] 如图2所示，接收的信号经串/并变换单元201进行串并变换后得到Μ路并行数 据串。每路信号分别输入到两个分析滤波器组202,分析滤波器组202的滤波器函数为发 送端的合成滤波器组（图1中的105)的复数共辄。接着，每个分析滤波器组202输出的信 号被送到相应的Μ点快速傅里叶变换单元203进行解调。对解调后的信号在均衡器204中 进行均衡。然后，通过实部提取单元205交替提取每个子载波上信号的实部和虚部。最后， 将提取的实部和虚部进行组合，经并/串变换单元206输出复数调制数据，例如复数QAM符 号。从上面的0QAM解调公式表达（3)也可以很容易理解图2中各模块或单元的作用。
[0084] 如前面所提到的，在FBMC/0QAM系统中，传输符号是由多个独立的等带宽的子载 波调制的信号相加而成的，当子载波上的信号相位相同的时候它们相加就可能产生较大的 峰值功率，由此会导致信号的峰值功率与平均功率的比值较大，这个比值简称为峰均功率 比（PAPR)。虽然FBMC/0QAM系统中的滤波器组的持续时间可能会大于1个FBMC/0QAM的符 号长度，但是FBMC/0QAM与0FDM系统都是在τ时间内平均传输一帧复数符号，因而具有相 同的等效传输速率。因此其PAPR仍可以定义为：
[0085] (4 )
[0086] 信号的PAPR性能经常用PAPR的累积密度函数CDF(Cumulative Density Function)来体现，并且在很多文献中互补累积密度函数CCDF(Complementary Cumulative Density Function)比⑶F更常用。PAPR的(XDF表示的是一个数据块的时域信号的功率 超过某一给定门限的概率。下文中都用CCDF来衡量FBMC/0QAM系统内的PAPR分布。
[0087] 图3示出了现有技术中常规的0FDM系统与FBMC/0QAM系统PAPR互补累积密度函 数的仿真结果比较。在仿真中，0FDM与FBMC/0QAM系统的总的子载波数目都是256,使用子 载波数目为128,并且采用QPSK的调制方式。0FDM与FBMC/0QAM系统输入的数据块数目都 为100个，并且在0FDM系统中，没有考虑循环前缀的影响。从图3的仿真结果可以看到，由 于FBMC/0QAM系统也属于多载波系统的范畴，所以其PAPR的性能与0FDM系统的类似。但 是，由于FBMC/0QAM系统中原型滤波器的长度大于一个FBMC/0QAM符号，因此其PAPR性能 在一定程度上劣于OFDM系统的PAPR性能。
[0088] 现有技术中提出了一些改善PAPR性能的方案，其中一种方案是基于DFT扩展。图 4示出了现有技术中基于简单DFT扩展的FBMC/0QAM系统的发送端原理示意图。如图4所 示，复数调制数据在经过串/并变换单元401的变换后，在离散傅里叶变换单元402中进行 DFT扩展操作。所述复数调制数据可以为MPSK调制信号或者MQAM调制信号。具体地，所述 复数调制数据用向量形式可以表示为.7 = …，其中[·]τ表示向量转置操作， 复数调制数据包含Ms个复数调制符号s = 0, 1，~MS-1)。之后，复数调制数据S经过Ms 点DFT扩展（/?.)后，生成的数据向量可以表示为：
[0089] (S')
[0090] 其中，l/#表示的是DFT扩展的功率归一化因子。并且
[0091] 经过DFT扩展后的数据符号向量χ经过0QAM调制后（公式⑴），被发送出去。具 体地，X首先被分成两路信号，分别被交替调制到一个子载波的实部或虚部并通过在时间上 交错的方法发送。具体地，这两路信号分别通过实部提取单元403和虚部提取单元404提 取其实部和虚部。假设这两路信号的时间索引分别为2n和2n+l，则：
[0092]
(6)
[0093] 之后，信号％":和馬^通过子载波分配单元405被分配给连续或者非连续的凡个 子载波资源。假设连续资源分配并且子载波分配的初始索引为〇,则：
[0094]
[0095] 其中，Μ表示的是总子载波的数目。之后，子载波分配后的数据符号和 在经过Μ点IFFT变换（逆快速傅里叶变换单元406)和多相滤波器组（合成滤波器组单元 407)操作后，经并/串变换单元408输出OQAM信号并发送。
[0096] 图5示出了现有技术中基于简单DFT扩展的FBMC/0QAM系统的接收端原理示意 图。如图5所示，接收端的操作基本上是发送端的逆操作。在接收端，除了需要对接收符号 进行相应的0QAM解调、子载波选择和信道均衡外，还需要对解调的0QAM信号进行相对于发 送端凡点DFT扩展的Μ 3点IDFT逆扩展操作。接收端的详细操作参见图5示出的各模块或 单元，此处不再赘述。
[0097] 图6示出了现有技术中基于简单DFT扩展的0FDM系统与FBMC/0QAM系统PAPR互 补累积密度函数的仿真结果比较。从图6所示的仿真结果比较可以看出，虽然基于简单DFT 扩展的FBMC/0QAM系统（DFT-s-FBMC/OQAM)在一定程度上改善了 FBMC/0QAM系统的PAPR 性能，但是与LTE中上行采用的基于简单DFT扩展的0FDM系统（DFT-s-OFDM)相比，其对系 统PAPR性能的改善方面还有着不小的差距。这主要是由于FBMC/0QAM系统的设计特殊性 带来的。
[0098] 为了解决上述问题，本申请提出了 一种新颖有效的基于DFT扩展的FBMC/0QAM系 统。所提出的设计方法在保持了 FBMC/0QAM系统的自有特性外，使得FBMC/0QAM系统的PAPR 性能逼近单载波传输的PAPR性能。下面通过几个较佳实施例对本申请技术方案进行进一 步详细说明。
[0099] 具体实施例一
[0100] 在本申请实施例一中，通过采用基于共辄对称（CS, Conjugate Symmetric)DFT扩 展的FBMC/0QAM信号生成方法，来降低FBMC/0QAM系统的PAPR。通过之前的仿真结果可以 分析出，基于简单DFT扩展的FBMC/0QAM对系统的PAPR性能提升有限。这主要是由于输入 复数调制数据在经过DFT扩展后，被分成的两路信号在分别进行取实部和取虚部操作后， 被交替调制到一个子载波的实部或虚部并通过在时间上交错的方法发送。这种非线性操作 不仅没有实现DFT扩展与IFFT变换的因果对称效应，还使得时域信号以较大的概率出现峰 值。
[0101] 图7示出了根据本申请实施例一的基于共辄对称DFT扩展的FBMC/0QAM系统 (CS-DFT-s-FBMC/OQAM)的信号生成与发送原理示意图。本领域技术人员可以理解，出于示 例和便于理解的目的，在以下描述中绘出和描述了一个或多个特定技术细节，但是本申请 的实施例也可以在不具有这些特征的情况下实践。
[0102] 如图7所示，输入复数调制数据经串/并变换单元701变换后输入到共辄对称 (CS)操作单元702中，继而输入到离散傅里叶变换单元703中。在经过共辄对称DFT扩展 后，生成的两路信号经过子载波分配单元704、逆快速傅里叶变换单元705和合成滤波器组 单元706被分别交替调制到一个子载波的实部和虚部并通过在时间上交错的方法发送。
[0103] 与简单DFT扩展的方法不同，经过共辄对称DFT扩展后的数据符号为纯实数，无需 进行取实部和取虚部的非线性运算，直接调制到所用时频资源上发送。
[0104] 在一些实施例中，共辄对称DFT扩展方法包括两步操作，分别为：共辄对称（CS)操 作和DFT扩展操作。
[0105] 图8示出了根据本申请实施例的对给定数据符号进行CS操作的一种示例性原理 流程示意图。
[0106] 如图8所示，输入复数调制数据首先经过数据分离模块801拆分为两路数据。具 体地，输入的虬个复数调制数据用向量形式可以表示为z=丨，?/,,…,A, , f。数据分离 模块801将输入的复数调制数据分离为两路等长度的复数调制数据，分别表示为^和&。 例如，可以分别取自g的前半部分和后半部分，表示为：
[0107]
[0108] 需要注意的是，本申请不限制数据分离的具体方法，只要保证输入复数调制数据 被分为两路等长度的复数调制数据，并且接收端已知发送端所采用的数据分离方法以用于 数据解调。
[0109] 数据分离后的两路复数调制数据分别进入数据复制模块802中。数据复制模块 802对输入数据进行复制和功率分配操作，输出经过功率分配操作后的两路复数调制数据， 表示为：
[0110]
[0111]
[0112] 其中，ajP a Q分别为两路复数调制数据的功率分配因子。需要注意的是，本申 请不限制功率分配的具体方法，只要保证总的系统发射功率满足系统设计需求，同时接收 端已知发送端所采用的功率分配方法以用于数据解调。数据复制操作后的所述两路复数调 制数据中的一路数据输入至数据共辄计算模块803中，另外一路输入至数据对称计算模块 804中。具体地，数据共辄计算模块803对输入数据进行取共辄运算，其输出可以表示为：
[0113]
[0114] 数据共辄计算模块803的输出数据也输入至数据对称计算模块804中。数据对称 计算模块804可以对输入的两路复数调制数据中的任一路进行翻转操作，然后再与另一路 进行组合。在一些实施例中，数据对称计算模块804首先对来自数据共辄计算模块803的 输入数据进行翻转操作，记为
数学表示为：
[0115]
[0116]
[0117] 之后，数据对称计算模块804对来自数据复制模块802的输入数据和翻转操作后 的来自数据共辄模块803的输入数据进行组合与补零操作，输出共辄对称复数调制数据。 具体的，在一种实现中，所述共辄对称复数调制数据可以表示为：
[0118]
[0119]
[0120] 特别地，公式（12)表示的是在直流（DC，Direct Current)分量处插零。在另一种 实现中，所述共辄对称复数调制数据也可以表示为：
[0123] 公式（13)表示的是同时对进行排序组合计算前的两路输入符号数据流的最前面 分别补零。
[0124] 之后，对数据对称计算模块804输出的两路数据分别进行DFT扩展操作（参见图7 的703)。以公式（13)中给出的经过共辄对称CS操作后的两路复数调制数据为例，？；^和 经过MS(MS=M，2)点DFT扩展（/? )后，生成的数据向量可以分别表示为：
[0125]
[0126] 其中，为功率归一化后的凡点DFT矩阵，其具体表征形式可以参照公式（5)。 这里需要指出的是，经过共辄对称操作后的复数调制数据在经过DFT扩展后，生成的数据 符号均为实数符号。之后，％和％分别被交替调制到一个子载波的实部或虚部并通过在时 间上交错的方法发送。假设这两路信号的时间索引分别为2n和2n+l，则：
[0127]
[0128] 之后，信号和罗￡+1通过子载波分配单元（参见图7的704)被分配给连续或者 非连续的凡个子载波资源。假设连续资源分配并且子载波分配的初始索引为0,则：
[0129]
[0130] 其中，Μ表示的是总子载波的数目。之后，子载波分配后的数据符号泛和 泛在经过Μ点IFFT变换（参见图7的705)和多相滤波器组（参见图7的706)操 作后发送。
[0131] 图9示出了根据本申请实施例一的基于CS-DFT扩展的FBMC/0QAM系统的接收端 原理示意图。如图9所示，接收端的操作基本上是发送端的逆操作。在接收端，除了需要对 接收符号进行相应的0QAM解调（分析滤波器组单元902、快速傅里叶变换单元903)、子载 波选择（子载波选择单元904)和信道均衡（均衡器905)外，还需要对解调的0QAM信号进 行相对于发送端CS-DFT扩展的CS-IDFT逆扩展操作。
[0132] 在一些实施例中，CS-IDFT逆扩展操作包含两部分，分别为：IDFT逆扩展操作和共 辄对称（CS)逆操作。假设经过子载波选择（904)和信道均衡（905)后的两路接收信号分 别为艿J和3? =1?气评，…，难―if。则爲和3^在经过相位调整单 元906进行子载波相位调整后，得到两路信号七和^^，可以分别表示为：
[0133]
[0134] 之后，对^^^和％两路符号数据分别进行取实部运算（实部提取单元907)和凡点 IDFT逆扩展操作（908)，得到的结果可以表示为：
[0135]
[0136] 其中，（·）1为矩阵求逆运算，/^为凡点DFT矩阵。之后，对^^和5^进行共 辄对称CS逆操作（909)。
[0137] 图10示出了根据本申请实施例的对给定数据符号进行CS逆操作的一种示例性原 理流程示意图。
[0138] 如图10所示，首先，sf5和5^分别进入数据分离模块1001中，数据分离模块1001 输出两路等长度数据序列。具体地，如果发送端的数据分离模块（例如图8的801)和数据 对称计算模块（图8的804)分别按照公式（8)和公式（13)进行操作与计算，则对应于输 入为^05的接收端的数据分离模块1001的输出分别为两路等长度的复数序列，表示为If 和。具体地，
[0139]
[0140]
[0141] 类似地，对应于输入为的接收端的数据分离模块1001的输出分别为：
[0144] 之后，ζ和输入至数据复制模块1003中并输出至数据对称合并模块1004中。
[0142]
[0143] 其中数据复制模块1003不对输入数据进行任何运算与操作。和^^输入至数据共辄计 算模块1002中。具体地，数据共辄计算模块1002对输入数据进行取共辄运算，其输出可以 表示为：
[0145]
[0146]
[0147] 之后，和分别输入至相应的数据对称合并模块1004中。具体地，数据对 称合并模块1004首先对来自数据共辄计算模块1002的输入数据进行翻转操作，分别记为 和/_(^|)，其具体的计算操作方法与公式（11)相同。然后，数据对称合并模块 1004将来自数据存储模块的输入数据与进行翻转操作后的来自数据共辄计算模块1002的 输入数据进行合并操作，表示为：
[0148]
[0150] 其中，α#Ρ a Q为对应于发送端的功率分配因子。最后，巧和％输入至数据合并 模块1005中进行合并，从而输出复数调制数据?，其可以表示为：
[0151]
[0152] 图11示出了根据本申请实施例一的CS-DFT-s-FBMC/OQAM系统的PAPR互补累积 密度函数仿真结果示意图。
[0153] 从图11所示的仿真结果比较可以看出，基于共辄对称DFT扩展的FBMC/0QAM系统 在很大程度上改善了 FBMC/0QAM系统的PAPR性能，并且比基于简单DFT扩展的FBMC/0QAM 系统的PAPR性能有着显著地增益。同时，与LTE中上行采用的基于简单DFT扩展的0FDM 系统（DFT-s-OFDM)相比，CS-DFT-s-FBMC/OQAM对系统PAPR性能改善差距已经明显减小。
[0154] 具体实施例二
[0155] 相比于本申请的实施例一，在本申请的实施例二中，经过共辄对称CS操作后的两 路输出数据中的一路数据在经过相位旋转后，再进行DFT扩展；而另外一路输出数据则直 接进行DFT扩展。
[0156] 图12示出了根据本申请实施例二的基于共辄对称DFT扩展的FBMC/0QAM系统 (CS-DFT-s-FBMC/OQAM)的信号生成与发送原理示意图。如图12所示，输入复数调制数据在 经过共辄对称DFT扩展（CS操作单元1202、离散傅里叶变换单元1203)和子载波映射操作 (子载波映射单元1204)后，生成的两路信号被直接调制到所分配的子载波上。进行0QAM 调制的方法与实施例一相同，可以参考图7,此处不再赘述。
[0157] 具体地，在本申请实施例二中，共辄对称DFT扩展方法主要包括两步操作，分别 为：共辄对称（CS)操作（CS操作单元1202)和DFT扩展操作（离散傅里叶变换单元1204)。 在这里，共辄对称操作与DFT扩展操作与本申请实施例一中描述的共辄对称操作与DFT扩 展操作完全一致。不同之处在于，在本申请实施例二中，经过共辄对称操作后的两路输出数 据中的一路数据在经过相位旋转单元1203进行相位旋转后，再进行DFT扩展；而另外一路 输出数据则直接进行DFT扩展。在一些实现中，相位旋转操作具体为对符号数据流中的每 一个符号元素乘以复数j。经过DFT扩展操作后的两路数据在进行子载波映射操作（子载 波映射单元1205)后，直接调制到相应的时频资源上发送。
[0158] 图13示出了根据本申请实施例二的进行子载波映射操作的一种示例性原理示意 图。
[0159] 如图13所示，假设共辄对称操作后生成的两路数据可以分别被表示为？f和 。其中，对if中的各符号进行相位调整，得到
之后，对和分别进行凡点DFT变换（离散傅里叶变换单元1204)，得到％和％，： 表示为：
[0160]
[0161] .s
[0162] 这里需要说明强调的是，经过上述操作，:?中的所有数据均为纯实数，巧中的所 有数据均为纯虚数。之后，在子载波映射单元1205中对巧和^中的数据符号进行子载波 映射操作。子载波映射单元1205用于将从DFT扩展单元输出的纯虚数符号数据流和纯实 数符号数据流进行排列组合以生成一路实虚交替的复数符号数据流和一路虚实交替的复 数符号数据流。在一些实施例中，子载波映射单元可以交换纯虚数符号数据流和纯实数符 号数据流的偶数位置或奇数位置上的符号元素以生成一路实虚交替的复数符号数据流和 一路虚实交替的复数符号数据流。具体地，在一种实现中，子载波映射操作将右和10中偶 数位置的数据符号进行交换，生成的两路信号调制到相应的时频资源上。假设这两路信号 的时间索引分别为2n和2n+l，则：
[0163]
[0164]
[0165] 需要说明的是，和j?￡+1中的数据分别以实虚交替和虚实交替的形式呈现。也 就是，34和述+1被分别交替调制到一个子载波的实部和虚部。之后，信号51和虑+1通过 子载波分配单元1206被分配给连续或者非连续的Ms个子载波资源。假设连续资源分配并 且子载波分配的初始索引为〇,则：
[0166]
[0167] 其中，Μ表示的是总子载波的数目。之后，子载波分配后的数据符号和 在经过Μ点IFFT变换（图12的逆快速傅里叶变换单元1207)和多相滤波器组操 作（图12的合成滤波器组单元1208)后发送。
[0168] 图14示出了根据本申请实施例二的基于共辄对称DFT扩展的FBMC/0QAM系统的 接收端原理示意图。如图14所示，接收端的操作基本上是发送端的逆操作。在接收端，接 收信号在经过0QAM解调（分析滤波器组单元1402、快速傅里叶变换单元1403)、子载波选 择（子载波选择单元1404)和信道均衡（均衡器1405)后，进行子载波逆映射操作（子载波 逆映射单元1406)。对子载波逆映射后的两路输出符号分别进行取实部和取虚部运算（实 部提取单元1407和虚部提取单元1408)以及逆离散傅里叶变换（IDFT)(逆离散傅里叶变 换单元1409)。IDFT逆扩展后的两路输出信号中的一路进行相应的相位旋转（相位旋转单 元1410)，所得结果与另外一路信号共同进行共辄对称（CS)逆操作（CS逆操作单元1411)。 在本申请实施例二中，CS逆操作过程与本申请实施例一中的CS逆操作过程一致。
[0169] 图15示出了根据本申请实施例二的子载波逆映射操作的一种示例性原理示意 图。
[0170] 结合图15,具体地，将经过0QAM解调后的两路信号分别表示为^.和.?和 $在经过子载波选择和信道均衡（子载波选择+信道均衡单元1501，对应图14的子载波选 择单元1404和均衡器1405)后，输出的两路信号分别表示为X和5?。之后，艿和经过 子载波逆映射操作（子载波逆映射单元1406)，得到的两路输出信号分别表示为元和^。
[0171] 具体的，子载波逆映射操作将爲和歹0中偶数位置的数据符号进行交换，表示为：
[0172]
[0173] 之后，对元和^^两路符号数据分别进行取实部和取虚部运算（实部提取单元 1407和虚部提取单元1408)以及凡点IDFT逆扩展操作（逆离散傅里叶变换单元1409)， 得到的结果可以表示为：
[0174]
[0175] 最后，对Sj15中的各数据符号进行相应的相位旋转（参见图14)，得到：
[0176]
[0177] €?与(-/>%0-并输入至CS逆操作单元1411中，最后将并/串变换单元1412 变换后输出估计的复数调制数据。
[0178] 具体实施例三
[0179] 在本申请的实施例三中，共辄对称CS操作和DFT扩展操作与本申请实施例一和二 中描述的共辄对称CS操作和DFT扩展操作一致。不同之处在于，在本申请实施例三中，数 据符号在共辄对称操作后DFT扩展操作之前进行预编码操作。
[0180] 图16示出了根据本申请实施例三的基于预编码（Precoded)共辄对称DFT扩展的 FBMC/0QAM系统（P-CS-DFT-s-FBMC/OQAM)的信号生成与发送原理示意图。
[0181] 如图16所示，输入复数调制数据经串/并变换单元1601变换后输入到共辄对称 CS操作单元1602中。在经过共辄对称操作后，得到的两路数据分别在预编码单元1603中 进行预编码操作。之后，预编码后的两路输出数据分别输入到相应的离散傅里叶变换单元 1604进行DFT扩展，生成的两路信号在子载波分配单元1605中经过子载波分配后被直接调 制到所分配的子载波上。进行OQAM调制的方法与实施例一相同，可以参考图7,此处不再赘 述。
[0182] 在本申请实施例三中，共辄对称CS操作与DFT扩展操作与本申请实施例一、二中 描述的共辄对称操作与DFT扩展操作完全一致。不同之处在于，在本申请实施例三中，数据 符号在共辄对称操作后即DFT扩展操作之前进行预编码操作。
[0183] 将经过共辄对称操作后生成的两路数据分别表示为4?和^^。则首先 经过预编码操作，得到：
[0184]
[0186] 在一些实施例中，预编码矩阵可以设计如下：
[0187]
[0188]
[0189] 其中，PMsSMsADFT矩阵，表达形式与公式（5) -致。为对角矩阵，其非对 角线上的元素均为零，对角线上奇数位置上的元素为1，偶数位置上的元素为j，表示为：
[0190]
[0191] 为对角矩阵，其非对角线上的元素均为零，对角线上偶数位置上的元素为丄， 奇数位置上的元素为j，表示为：
[0192]
[0193] 之后，对户/和及fi分别进行凡点DFT变换，得到5>和10，表示为：
[0194]
[0196] 这里需要说明强调的是，经过上述操作，％中的所有数据符号均呈现实虚交替的 形式，％中的所有数据符号均呈现虚实交替的形式。最后，:?和·在经过子载波分配后被 直接调制到所分配的子载波上。
[0197] 图17示出了根据本申请实施例三的基于预编码共辄对称DFT扩展的FBMC/0QAM 系统接收端原理示意图。
[0198] 如图17所示，接收信号在经过0QAM解调（分析滤波器组单元1702、快速傅里叶变 换单元1703)、子载波选择（子载波选择单元1704)和信道均衡（均衡器1705)后，对输出 的两路数据符号中相应符号元素进行取实部虚部操作（实部提取单元1706和虚部提取单 元1707)和相位旋转（相位调制单元1708)，所得结果进行逆离散傅里叶变换（IDFT)(逆离 散傅里叶变换单元1709)。IDFT逆扩展后的两路输出信号分别进行逆预编码操作（逆预编 码单元1710)。
[0199] 具体地，
分别表示0QAM解调、 子载波选择和信道均衡后输出的两路符号数据，则：
[0200]
[0201] 之后，对|/和￥&两路符号数据分别进行逆预编码操作，得到的结果可以表示为：
[0202]
[0203] 最后，￥^与#一并输入至CS逆操作单元1711中，最后经并/串变换单元1712 变换后输出估计的复数调制数据。在本申请实施例三中，CS逆操作过程与本申请实施例一、 二中的CS逆操作过程一致。
[0204] 具体实施例四
[0205] 相比于本申请的实施例一、二和三，在本申请实施例四中，经过串/并变换后的输 入复数调制数据在经过共辄对称CS操作后，只输出一路数据。所述一路数据在经过DFT扩 展和子载波摄动操作后，输出的两路数据再进行0QAM调制后发送。
[0206] 图18示出了根据本申请实施例四的基于共辄对称DFT扩展的FBMC/0QAM系统 (CS-DFT-s-FBMC/OQAM)的信号生成与发送原理示意图。如图18所示，输入复数调制数据在 经过共辄对称DFT扩展（CS操作单元1802、离散傅里叶变换单元1803)和子载波摄动操作 (子载波摄动单元1804)后，生成的两路信号被直接调制到所分配的子载波上。进行0QAM 调制的方法与实施例一相同，可以参考图7,此处不再赘述。
[0207] 图19示出了根据本申请实施例四的对给定数据符号进行CS操作的一种示例性原 理流程示意图。与本申请实施例一中CS操作的主要区别在于，本申请实施例四中的CS操 作不包含数据分离模块。
[0208] 如图19所示，输入的虬个复数调制数据用向量形式可以表示为
数据复制模块1901对输入数据进行复制和功率分配操作，输出经 过功率分配操作后的两路复数调制数据，表示为：
[0209]
[0210]
[0211] 其中，〇1和a Q分别为两路复数调制数据的功率分配因子。需要注意的是，本申 请不限制功率分配的具体方法，只要保证总的系统发射功率满足系统设计需求，同时接收 端已知发送端所采用的功率分配方法以用于数据解调。数据复制操作后的所述两路复数调 制数据中的一路数据输入至数据共辄计算模块1902中，另外一路输入至数据对称计算模 块1903中。具体地，数据共辄计算模块1902对输入数据进行取共辄运算，其输出可以表示 为：
[0212]
[0213] 数据共辄计算模块1902的输出数据也输入至数据对称计算模块1903中。数据对 称计算模块1903可以对输入的两路复数调制数据中的任一路进行翻转操作，然后再与另 一路进行组合。在一些实施例中，数据对称计算模块1903首先对来自数据共辄计算模块的 输入数据进行翻转操作，记为= ，数学表示为：
[0214]
[0215] 之后，数据对称计算模块1903对来自数据复制模块1901的输入数据和翻转操作 后的来自数据共辄模块1902的输入数据进行组合与补零操作，输出共辄对称复数调制数 据。具体的，在一种实现中，所述共辄对称复数调制数据可以表示为：
[0216]
[0217] 特别地，公式（40)表示的是在直流（DC，Direct Current)分量处插零。另外，在 另一种实现中，所述共辄对称复数调制数据也可以表示为：
[0218]
[0219] 公式（41)表示的是同时对进行排序组合计算前的两路输入符号数据流的最前面 分别补零。
[0220] 之后，对数据对称计算模块1903输出的一路数据进行DFT扩展操作。以公式（41) 中给出的经过共辄对称CS操作后的复数调制数据为例，经过2M S(2MS= 2M，2)点DFT 扩展（巧Μ )后，生成的数据向量可以分别表示为：
[0221]
[0222] 其中，Gm,为功率归一化后的2MSADFT矩阵，其具体表征形式可以参照公式 (5)。这里需要指出的是，经过共辄对称操作后的复数调制数据在经过DFT扩展后，生成 的数据符号均为实数符号。之后，X经过子载波摄动操作后，生成两路数据，分别表示为
具体地，子载波摄动单元的主要操作为：按照预先约定的方式调整 交换输入数据中各符号元素的位置，并将进行位置调整后的符号元素分为两路等长度的数 据。特别地，所述预先约定的方式也可以为不对任何符号元素进行位置交换而直接分为两 路等长度的数据。需要注意的是，本申请不限制子载波摄动操作的具体方法，只要保证接收 端已知发送端所采用的子载波摄动操作方法以用于数据解调。之后， xjp X Q分别被交替调 制到一个子载波的实部或虚部并通过在时间上交错的方法发送。
[0223] 图20示出了根据本申请实施例四的基于CS-DFT扩展的FBMC/0QAM系统的接收端 原理示意图。如图20所示，接收端的操作基本上是发送端的逆操作。在接收端，除了需要 对接收符号进行相应的0QAM解调（分析滤波器组单元2002、快速傅里叶变换单元2003)、 子载波选择（子载波选择单元2004)和信道均衡（均衡器2005)外，还需要对解调的0QAM 信号进行相对于发送端CS-DFT扩展的CS-IDFT逆扩展操作。
[0224] 在一些实施例中，CS-IDFT逆扩展操作包含两部分，分别为：IDFT逆扩展操作 和共辄对称（CS)逆操作。假设经过子载波选择和信道均衡后的两路接收信号分别为
>则义和％在经过相位调整单元 2006进行子载波相位调整后，得到两路信号务和％，可以分别表示为：
[0225]
( 43 )
[0226] 之后，对写和％两路符号数据分别进行取实部运算（实部提取单元 2007)和逆子载波摄动操作（逆子载波摄动单元2008)，输出一路数据，表示为
其中，所述逆子载波摄动操作(·)为发送端子载波 摄动操作fpCTtubatlcin(·)的逆操作。之后，I经过2MSA IDFT逆扩展操作（逆离散傅里叶变 换单元2009)，得到的结果可以表示为：
[0227] ( 44 )
[0228] 共十，、則坪|肥；15；舁，f 2iW.s, ；/、」馬好、DFT矩阵。之后，对进行共辄对 称CS逆操作（CS逆操作单元2010)。
[0229] 图21示出了根据本申请实施例四的对给定数据符号进行CS逆操作的一种示例性 原理流程示意图。与本申请实施例一中给出的CS逆操作不同，本申请实施例四中的CS逆 操作不包含数据合并模块。
[0230] 如图21所示，首先，:r:GS进入数据分离模块2101中，数据分离模块2101输出两路 等长度数据序列。具体地，如果发送端的数据对称计算模块按照公式（41)进行操作与计 算，则对应于输入为:? 105的接收端的数据分离模块2101的输出分别为两路等长度的数据， 表示为^；"和具体地，
[0231]
[0232]
[0233] 之后，输入至数据复制模块2102中并输出至数据对称合并模块2104中。其 中数据复制模块2102不对输入数据进行任何运算与操作。输入至数据共辄计算模块 2103中。具体地，数据共辄计算模块2103对输入数据进行取共辄运算，其输出可以表示为：
[0234]
[0235] 之后，5^和拉分别输入至相应的数据对称合并模块2104中。具体地，数据对称合 并模块2104首先对来自数据共辄计算模块2103的输入数据进行翻转操作，记为./；& (?/)， 其具体的计算操作方法与公式（11)相同。然后，数据对称合并模块2104将来自数据复制 模块2102的输入数据与进行翻转操作后的来自数据共辄计算模块2103的输入数据进行合 并操作，表示为：
[0236]
[0237] 其中，α闲a Q为对应于发送端的功率分配因子。
[0238] 图22示出了根据本申请诸多实施例的基于CS-DFT扩展的基于滤波器组的FBMC/ 0QAM系统的信号生成和发送方法的示例性流程图。
[0239] 如图22所示，在步骤2210中，对输入的第一复数符号数据流进行共辄对称离散傅 里叶变换CS-DFT扩展操作以生成两路符号数据流。
[0240] 在步骤2220中，将生成的两路符号数据流分别分配到子载波上。
[0241] 在步骤2230中，将分配到子载波上的符号数据流进行偏置正交幅度调制0QAM以 生成OQAM信号。
[0242] 最后，在步骤2240中，发射0QAM信号。
[0243] 步骤2210中的CS-DFT扩展操作可以按照前面描述的实施例一、二、三和四来执 行，此处不再赘述。
[0244] 图23示出了根据本申请诸多实施例的基于CS-DFT扩展的基于滤波器组的FBMC/ 0QAM系统的信号接收方法的示例性流程图。
[0245] 如图23所示，在步骤2310中，接收偏置正交幅度调制0QAM信号。
[0246] 在步骤2320中，对接收的0QAM信号进行解调以生成两路复数符号数据流。
[0247] 在步骤2330中，选择这两路复数符号数据流在所分配的子载波上的两路第一复 数符号数据流。
[0248] 可选地，在步骤2340中，对两路第一复数符号数据流分别进行均衡。
[0249] 在步骤2350中，对经信道均衡后的两路第一复数符号数据流进行共辄对称逆离 散傅里叶变换IDFT逆扩展操作以生成一路复数符号数据流。
[0250] 步骤2350中的CS-IDFT逆扩展操作可以按照前面描述的实施例一、二、三和四来 执行，其为发射端采用的CS-DFT扩展操作的逆操作，此处不再赘述。
[0251] 图24示出了适合于实践本申请的诸多示例性实施例的实体2400的简化框图。实 体2400可以配置成发射端设备，例如发射机，也可以配置成接收端设备，例如接收机，也可 以同时具有发射和接收功能，例如收发机。
[0252] 如图24所示，实体2400包括处理器2401，耦合到处理器2401的存储器2402,以 及耦合到处理器2401的适合的射频（RF)天线2404。存储器2402存储程序2403。天线 2404适合于双向无线通信。注意，图24中只示出了一个天线2404,在实践中可能具有多个 天线。实体2400可以经由数据路径耦合到一个或多个外部网络或系统，诸如互联网。
[0253] 程序2403可以包括程序指令，当这些程序指令由关联的处理器2401执行时，其使 得实体2400按照本申请各示例性实施例进行操作。
[0254] 本申请的实施例可以通过实体2400的处理器2401可执行的计算机软件来实现， 或者通过硬件来实现，或者通过软件与硬件的组合来实现。
[0255] 存储器2402可以是适合于本地技术环境的任何合适类型的存储器，并且可以使 用任何合适的数据存储技术来实现，诸如基于半导体的存储设备和系统，磁性存储设备和 系统，光存储设备和系统，固定存储器和可移动存储器，这些仅作为非限制性的示例。尽管 在实体2400中只示出了一个存储器，在实体2400中可以存在多个物理上独立的存储单元。 处理器2401可以是适合于本地技术环境的任何合适类型的处理器，并且可以包括以下中 的一个或多个：通用计算机、专用计算机、微处理器、数字信号处理器（DSP)和基于多核处 理器架构的处理器，这些仅作为非限制性的示例。
[0256] 当实体2400配置为发射端设备时，在一些实施例中，处理器2401配置用于生成 0QAM信号，天线2404配置用于发射0QAM信号。
[0257] 当实体2400配置为接收端设备时，在一些实施例中，天线2404配置用于接收0QAM 信号，处理器2401配置用于对0QAM信号进行解调和各种与发射端对应的逆操作。
[0258] 应当理解，包含在实体2400中的各单元被配置用于实践本文公开的示例性实施 例。因此，上面结合图7-23描述的操作和特征也适用于实体2400及其中的单元，在此省略 其详细描述。
[0259] 描述于本申请实施例中所涉及到的单元或模块可以通过软件的方式实现，也可以 通过硬件的方式来实现。所描述的单元或模块也可以设置在处理器中，例如，可以描述为： 一种处理器包括共辄对称操作单元。其中，这些单元或模块的名称在某种情况下并不构成 对该单元或模块本身的限定，例如，共辄对称操作单元还可以被描述为"用于对符号数据流 进行共辄对称操作的单元"。
[0260] 作为另一方面，本申请还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介 质可以是基站或用户设备中所包含的计算机可读存储介质；也可以是单独存在，未装配入 设备中的计算机可读存储介质。计算机可读存储介质存储有一个或者一个以上程序，所述 程序被一个或者一个以上的处理器用来执行描述于本申请的基于滤波器组的信号发送方 法或接收方法。
[0261] 以上描述仅为本申请的较佳实施例以及对所运用技术原理的说明。本领域技术人 员应当理解，本申请中所涉及的发明范围，并不限于上述技术特征的特定组合而成的技术 方案，同时也应涵盖在不脱离所述发明构思的情况下，由上述技术特征或其等同特征进行 任意组合而形成的其它技术方案。例如上述特征与本申请中公开的（但不限于）具有类似 功能的技术特征进行互相替换而形成的技术方案。
【主权项】
1. 一种信号生成装置，其特征在于，所述装置包括： 共辆对称-离散傅里叶变换CS-DFT扩展单元，用于对输入的第一复数符号数据流进行 共辆对称离散傅里叶变换扩展操作W生成两路符号数据流； 子载波分配单元，用于将所述两路符号数据流分别分配到子载波上；W及 偏置正交幅度调制OQAM调制器，用于将分配到子载波上的符号数据流进行偏置正交 幅度调制W生成OQAM信号。2. 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述CS-DFT扩展单元包括： 共辆对称操作单元，用于对所述输入的第一复数符号数据流进行共辆对称操作W生成 两路共辆对称的复数符号数据流；W及 离散傅里叶变换DFT扩展单元，用于对所述两路共辆对称的复数符号数据流分别进行 离散傅里叶变换W生成两路纯实数的符号数据流。3. 根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述OQAM调制器将分配到子载波上的所 述两路纯实数的符号数据流交替调制到所分配子载波的实部和虚部。4. 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述CS-DFT扩展单元包括： 共辆对称操作单元，用于对所述输入的第一复数符号数据流进行共辆对称操作W生成 两路共辆对称的复数符号数据流； 相位旋转单元，用于对所述两路共辆对称的复数符号数据流中的一路复数符号数据流 进行相位旋转； 离散傅里叶变换DFT扩展单元，用于对经过相位旋转的复数符号数据流进行离散傅里 叶变换W生成一路纯虚数符号数据流，W及对所述两路共辆对称的复数符号数据流中未经 相位旋转的另一路复数符号数据流进行离散傅里叶变换W生成一路纯实数符号数据流；W 及 子载波映射单元，用于将从所述DFT扩展单元输出的纯虚数符号数据流和纯实数符号 数据流进行排列组合W生成一路实虚交替的复数符号数据流和一路虚实交替的复数符号 数据流。5. 根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述相位旋转单元用于将输入的复数符 号数据流中的每个符号元素乘W复数j。6. 根据权利要求4-5任一所述的装置，其特征在于，所述子载波映射单元用于交换所 述纯虚数符号数据流和所述纯实数符号数据流的偶数位置或奇数位置上的符号元素 W生 成一路实虚交替的复数符号数据流和一路虚实交替的复数符号数据流。7. 根据权利要求4-6任一所述的装置，其特征在于，所述OQAM调制器将分配到子载波 上的所述实虚交替的复数符号数据流和虚实交替的复数符号数据流直接调制到所分配子 载波上。8. 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述CS-DFT扩展单元包括： 共辆对称操作单元，用于对所述输入的第一复数符号数据流进行共辆对称操作W生成 两路共辆对称的复数符号数据流； 预编码单元，用于对所述两路共辆对称的复数符号数据流分别进行预编码操作；W及 离散傅里叶变换DFT扩展单元，用于对经过预编码操作的两路复数符号数据流进行离 散傅里叶变换W生成一路实虚交替的复数符号数据流和一路虚实交替的复数符号数据流。9. 根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述预编码单元针对所述两路共辆对称 的复数符号数据流所使用的预编码矩阵iis和蜡<分别为：其中，巧为吨点DFT矩阵，为对角矩阵，其非对角线上的元素均为零，对角线上奇 数位置上的元素为1，偶数位置上的元素为j，A己S为对角矩阵，其非对角线上的元素均为 零，对角线上偶数位置上的元素为1，奇数位置上的元素为j。10. 根据权利要求8-9任一所述的装置，其特征在于，所述OQAM调制器将分配到子载波 上的所述实虚交替的复数符号数据流和虚实交替的复数符号数据流直接调制到所分配子 载波上。11. 根据权利要求2-10任一所述的装置，其特征在于，所述共辆对称操作单元包括： 数据分离模块，用于将所述输入的第一复数符号数据流拆分为长度一致的第二复数符 号数据流和第=复数符号数据流； 数据复制模块，用于分别对所述第二复数符号数据流和第=复数符号数据流进行复制 和功率分配，W生成两路第二复数符号数据流和两路第=复数符号数据流； 数据共辆计算模块，用于分别对来自所述数据复制模块的一路所述第二复数符号数据 流和一路所述第=复数符号数据流中的每个符号元素进行取共辆运算W生成第四复数符 号数据流和第五复数符号数据流；W及 数据对称计算模块，用于将来自所述数据复制模块的另一路所述第二复数符号数据流 与来自所述数据共辆计算模块的第四复数符号数据流二者之一翻转后与二者之另一进行 组合，W生成第一共辆对称复数符号数据流；W及用于将来自所述数据复制模块的另一路 所述第=复数符号数据流与来自所述数据共辆计算模块的第五复数符号数据流二者之一 翻转后与二者之另一进行组合，W生成第二共辆对称复数符号数据流。12. 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述CS-DFT扩展单元包括： 共辆对称操作单元，用于对所述输入的第一复数符号数据流进行共辆对称操作W生成 一路共辆对称的复数符号数据流； 离散傅里叶变换DFT扩展单元，用于对所述一路共辆对称的复数符号数据流进行离散 傅里叶变换W生成一路纯实数符号数据流；W及 子载波摄动单元，用于按照预定的方式调整所述一路纯实数符号数据流中各符号元素 的位置，并将进行位置调整后的符号元素分为两路等长度的纯实数符号数据流。13. 根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述OQAM调制器将分配到子载波上的 所述两路等长度的纯实数符号数据流交替调制到所分配子载波的实部和虚部。14. 根据权利要求12-13任一所述的装置，其特征在于，所述共辆对称操作单元包括： 数据复制模块，用于对所述输入的第一复数符号数据流进行复制和功率分配，W生成 两路第六复数符号数据流； 数据共辆计算模块，用于对来自所述数据复制模块的一路所述第六复数符号数据流中 的每个符号元素进行取共辆运算W生成第屯复数符号数据流；W及 数据对称计算模块，用于将来自所述数据复制模块的另一路所述第六复数符号数据流 与来自所述数据共辆计算模块的第屯复数符号数据流二者之一翻转后与二者之另一进行 组合，W生成一路共辆对称复数符号数据流。15. 根据权利要求11或14所述的装置，其特征在于，其中所述数据对称计算模块还用 于在进行组合操作时执行补零操作。16. 根据权利要求15所述的装置，其特征在于，所述数据对称计算模块按照W下任一 执行所述补零操作： 在生成的共辆对称复数符号数据流的直流分量处直接补零；W及 分别在待组合的两路复数符号数据流的最前面补零。17. -种发射机，其特征在于，所述发射机包括： 如权利要求1-16任一所述的信号生成装置，用于生成OQAM信号；W及 天线，用于发射所述OQAM信号。18. -种接收机，其特征在于，所述接收机包括： 天线，用于接收偏置正交幅度调制OQAM信号； OQAM解调器，用于对接收的OQAM信号进行解调W生成两路复数符号数据流； 子载波选择单元，用于选择所述两路复数符号数据流在所分配的子载波上的两路第一 复数符号数据流；W及 共辆对称-逆离散傅里叶变换CS-IDFT逆扩展单元，用于对所述两路第一复数符号数 据流进行共辆对称逆离散傅里叶变换逆扩展操作W生成一路复数符号数据流。19. 根据权利要求18所述的接收机，其特征在于，所述CS-IDFT逆扩展单元包括： 相位调整单元，用于对所述两路第一复数符号数据流分别进行相位调整W生成两路第 二复数符号数据流； 实部/虚部提取单元，用于对所述两路第二复数符号数据流的各符号元素分别取实 部； 逆离散傅里叶变换IDFT扩展单元，用于对两路第二复数符号数据流的实部分别进行 逆离散傅里叶变换W生成两路第=复数符号数据流；W及 共辆对称逆操作单元，用于对两路第=复数符号数据流进行共辆对称逆操作W生成一 路复数符号数据流。20. 根据权利要求19所述的接收机，其特征在于，所述相位调整单元用于对所述两路 第一复数符号数据流中的一路第一复数符号数据流中的符号元素交替乘W 1和-j，对另一 路第一复数符号数据流中的符号元素交替乘W - j和1。21. 根据权利要求18所述的接收机，其特征在于，所述CS-IDFT逆扩展单元包括： 子载波逆映射单元，用于将所述两路第一复数符号数据流进行排列组合W生成两路第 四复数符号数据流； 实部/虚部提取单元，用于对一路第四复数符号数据流取实部，对另一路第四复数符 号数据流取虚部； 逆离散傅里叶变换IDFT扩展单元，用于对两路第四复数符号数据流所提取的实部和 虚部分别进行逆离散傅里叶变换W生成两路第五复数符号数据流； 相位旋转单元，用于对所述两路第五复数符号数据流中的一路第五复数符号数据流进 行相位旋转；W及 共辆对称逆操作单元，用于对经过相位旋转的第五复数符号数据流和另一路未经过相 位旋转的第五复数符号数据流进行共辆对称逆操作W生成一路复数符号数据流。22. 根据权利要求21所述的接收机，其特征在于，所述相位旋转单元用于将虚部被提 取并经逆离散傅里叶变换生成的一路第五复数符号数据流中的每个符号元素乘W复数-j。23. 根据权利要求21-22任一所述的接收机，其特征在于，所述子载波逆映射单元用于 交换所述两路第一复数符号数据流的偶数位置或奇数位置上的符号元素 W生成所述两路 第四复数符号数据流。24. 根据权利要求18所述的接收机，其特征在于，所述CS-IDFT逆扩展单元包括： 实部/虚部提取单元，用于对所述两路第一复数符号数据流分别交替提取实部和虚 部； 相位调整单元，用于对所述两路第一复数符号数据流所提取的实部和虚部分别进行相 位调整W生成两路第六复数符号数据流； 逆离散傅里叶变换IDFT扩展单元，用于对所述两路第六复数符号数据流分别进行逆 离散傅里叶变换W生成两路第屯复数符号数据流； 逆预编码单元，用于对所述两路第屯复数符号数据流分别进行逆预编码操作W生成两 路第八复数符号数据流；W及 共辆对称逆操作单元，用于对两路第八复数符号数据流进行共辆对称逆操作W生成一 路复数符号数据流。25. 根据权利要求24所述的接收机，其特征在于，所述相位调整单元用于对所述两路 第一复数符号数据流所提取的实部乘W 1，对所提取的虚部乘W复数j。26. 根据权利要求24-25任一所述的接收机，其特征在于，所述逆预编码单元所使用的 编码矩阵为发射端的预编码操作中使用的预编码矩阵的逆矩阵或共辆转置矩阵。27. 根据权利要求19-26任一所述的接收机，其特征在于，所述共辆对称逆操作单元包 括： 数据分离模块，用于将输入的两路复数符号数据流分别拆分为长度一致的两路第八复 数符号数据流和两路第九复数符号数据流； 数据复制模块，用于分别对一路第八复数符号数据流和一路第九复数符号数据流进行 复制并输出到数据对称合并模块； 数据共辆计算模块，用于分别对另一路第八复数符号数据流和另一路第九复数符号数 据流中的每个符号元素进行取共辆运算W生成第十复数符号数据流和第十一复数符号数 据流； 数据对称合并模块，用于将来自所述数据复制模块的一路第八复数符号数据流与第十 复数符号数据流二者之一翻转后与二者之另一进行合并，W生成第一逆共辆对称复数符号 数据流，W及用于将来自所述数据复制模块的一路第九复数符号数据流与第十一复数符号 数据流二者之一翻转后与二者之另一进行合并，W生成第二逆共辆对称复数符号数据流； W及 数据合并模块，用于合并所述第一逆共辆对称复数符号数据流和所述第二逆共辆对称 复数符号数据流W生成一路复数符号数据流。28. 根据权利要求18所述的接收机，其特征在于，所述CS-IDFT逆扩展单元包括： 相位调整单元，用于对所述两路第一复数符号数据流分别进行相位调整W生成两路第 十二复数符号数据流； 实部/虚部提取单元，用于对所述两路第十二复数符号数据流的各符号元素分别取实 部； 逆子载波摄动单元，用于将所述两路第十二复数符号数据流所提取的实部进行排列组 合W生成一路第十=复数符号数据流； 逆离散傅里叶变换IDFT扩展单元，用于对所述一路第十二复数符号数据流进行逆离 散傅里叶变换W生成一路第十四复数符号数据流；W及 共辆对称逆操作单元，用于对所述一路第十四复数符号数据流进行共辆对称逆操作W 生成一路复数符号数据流。29. 根据权利要求28所述的接收机，其特征在于，所述共辆对称逆操作单元包括： 数据分离模块，用于将所述一路第十四复数符号数据流拆分为长度一致的第十五复数 符号数据流和第十六复数符号数据流； 数据复制模块，用于对第十五复数符号数据流进行复制并输出到数据对称合并模块； 数据共辆计算模块，用于对第十六复数符号数据流中的每个符号元素进行取共辆运算 W生成第十屯复数符号数据流；W及 数据对称合并模块，用于将来自所述数据复制模块的第十五复数符号数据流与第十屯 复数符号数据流二者之一翻转后与二者之另一进行合并，W生成一路复数符号数据流。30. -种信号生成方法，其特征在于，所述方法包括： 对输入的第一复数符号数据流进行共辆对称离散傅里叶变换CS-DFT扩展操作W生成 两路符号数据流； 将所述两路符号数据流分别分配到子载波上；W及 将分配到子载波上的符号数据流进行偏置正交幅度调制OQAM W生成OQAM信号。31. -种信号发送方法，其特征在于，所述方法包括： 根据权利要求30所述的方法生成OQAM信号；W及 发射所述OQAM信号。32. -种信号接收方法，其特征在于，所述方法包括： 接收偏置正交幅度调制OQAM信号； 对接收的OQAM信号进行解调W生成两路复数符号数据流； 选择所述两路复数符号数据流在所分配的子载波上的两路第一复数符号数据流；W及 对两路第一复数符号数据流进行共辆对称逆离散傅里叶变换CS-IDFT逆扩展操作W 生成一路复数符号数据流。
【文档编号】H04L27/36GK105991257SQ201510048195
【公开日】2016年10月5日
【申请日】2015年1月29日
【发明人】朱大琳, 孙鹏飞, 喻斌
【申请人】北京三星通信技术研究有限公司, 三星电子株式会社