一种信道状态信息量化方法
【专利摘要】本发明公开了一种信道状态信息量化方法。该方法首先将3D信道分解成两个子信道，然后依据非相干序列接收与CSI量化的等价性在克罗尼克积码本基础上分别对两个子信道进行CSI量化，最后将两个子信道量化得到的码字相乘得到最终CSI量化结果。该量化方法利用非相关序列接收与信道信息量化的等价关系以及克罗尼克积码本可分解的特性，将FD?MIMO的信道信息量化转化为两个并行的线性复杂度的非相关序列接收问题，从而大大降低了量化复杂度。
【专利说明】
-种信道状态信息量化方法
技术领域
[0001 ]本发明设及无线通信领域，特别是设及一种信道状态信息量化方法。
【背景技术】
[0002] 为了进一步提高多入多出MIMO(Multiple-I吨ut Multiple-Output)技术的频谱 效率，同时利用水平维和竖直维空间自由度的全缔度多入多出FD-MIM0(化11 dimension ΜΙΜΟ)技术被提出。抑-ΜΙΜΟ采用大规模2D有源天线阵列AAS(Active Antenna Array),可W 利用空间隔离度为极大数目的移动终端同时同频提供服务从而大幅提升系统容量，此外， 2D AAS可W充分利用竖直维的空间自由度实现3D波束赋形使得系统覆盖大幅提升。由于 FD-MIM0技术对系统的覆盖和容量均有可观的增益，且随着有源天线技术的发展使得大规 模天线阵列的实现成为可能，其发展前景被一致看好。
[0003] 在FD-MIM0中，随着天线阵列端口数目的不断增加，原有的基于码本的信道状态信 息CSI (化annel State Informat ion)反馈方式将受到极大的挑战。一方面，反馈量将随着 端口数量的增加呈线性增长。如果天线阵列变成原有天线阵列端口数目的10倍，那么反馈 量也将增加10倍，W现有LTE系统2比特的反馈量为标准，未来大规模天线系统下将至少反 馈20比特。时分双工和压缩感知是近年来解决反馈开销过大的两大主流方法，但是时分双 工TDD(Time Division Duplexing)系统并不是国际主流的双工模式，而近年来热口的压缩 感知技术由于实际上反馈的是整个信道矩阵并没有降低反馈量，因此，如何改进传统的基 于码本的信道量化和反馈方式仍然是亟待解决的一个关键问题。另一方面，即使与天线数 目增长成正比的反馈量增长可W接受，传统的随天线数目增长呈指数增长的遍历量化方式 也将不可实现。当码本没有任何结构特征的时候，为了避免穷尽捜索的方法，基于树的捜索 方法被广泛研究。但是运种方法需要存储随码本大小呈指数增长的树支，而码本大小和天 线数目是呈指数关系的，因此，存储空间随天线数目指数增长，运在大规模天线系统下，是 不可实现的。为了减小量化捜索复杂度，可W通过构造具有正交振幅调制QAM(Qua化ature Ampli1:ude Modulation)结构码本或相移键控PSK(F*hase Shift Keying)结构的码本，借助 信道的量化过程和序列检测中的广义最大似然检测的等价性，将信道量化转化成序列检 巧。，从而利用低复杂度检测算法降低信道量化复杂度，目前已经有文献提出复杂度与信号 维度呈线性关系的QAM序列检测算法和PSK检测算法，但在通信系统中，由于恒模码本可W 避免过高的峰均比PAPR^eak to Average化wer Ratio)同时相比于非恒模码本在有限符 号传输系统中系统性能的损失更小，PSK码本将更有前景。
[0004] 在FD-MIM0系统中，如何利用2D天线阵列带来的竖直维自由度，也将是系统量化反 馈中的重要一环。克罗尼克积形式的码本是目前3D码本设计中普遍认同的一种码本形式， 其有效性已经被证明。其中离散傅里叶变换DFT Kronecker product形式的码本是最易于 实现的一种码本。但是由于基于DFT的KPC的结构不再是简单的PSK结构或QAM结构，上述利 用信号特殊结构进行低复杂度序列检测W降低量化复杂度的量化方法无法直接实行，我们 需要对原有的量化/检测方法进行了延伸和创新。本发明基于克罗尼克积码本利用低复杂 度PSK信号检测算法提出了基于信道分解的3D信道量化方法，成功将复杂度降低至线性。
【发明内容】
[0005] 本发明公开了一种信道状态信息量化方法。该方法首先将3D信道分解成两个子信 道，然后依据非相干序列接收与CSI量化的等价性在克罗尼克积码本基础上分别对两个子 信道进行CSI量化，最后将两个子信道量化得到的码字相乘得到最终CSI量化结果。该量化 方法在充分利用FD-MIM0中3D信道的空间自由度的同时大大降低了量化复杂度，提升了FD- MIM0系统的实用性。
[0006] 本发明所采用的技术方案是：
[0007] -种信道状态信息量化方法，该方法包括：
[0008] 依据3D信道模型Η水平维与竖直维信道相位信息将信道向量分解为水平维和竖直 维子向量化和Ην;
[0009] 依据非相干序列接收与信道状态信息CSI量化的等价性在克罗尼克积码本基础上 分别对两个子信道进行CSI量化得到1當'和wf;
[0010] 将两个子信道量化得到的码字相乘得到最终CSI量化结果w°pt。
[0011] 优选的，所述3D信道模型的信道冲激响应h(t)为：
[0012]
[OOU]其中，ai(t)是零均值复高斯独立同分布随机变量，Impg代表路径总数，與8，:促可分 辨子径i的归一化冲击响应；
[0014] @(檢;)的计算公式为：
[0019] 其中，Mtv代表竖直维天线阵元数，竖直天线阵元间的距离为dv，MtH代表水平维天线 阵元数，水平天线阵元间的距离为(?Η，λ代表载波波长，巧代表路径i的水平方位角，θι则代表 路径i的竖直俯仰角，Wx坐标轴的正方向和Ζ坐标轴的负方向定义参考方向，巧的范围为 0《與《裘7，同时目i的取值范围为0《目i《3I。
[0020] 优选的，当信道全相关时，所述3D信道模型的信道冲激响应h(t)为：
[00別]&辦价诚淡0):
[0022] 其中，a(t)是零均值复高斯独立同分布随机变量，從β)是针对到达角为Θ的路径 的归一化响应。
[0023] 优选的，依据3D信道模型Η水平维与竖直维信道相位信息将信道向量分解为水平 维和竖直维子向量沒和Ην方法如下：
[0024] 根据3D信道模型Η进行分解，分解方法如下：
[0027] 式中，hk代表信道向量Η的第k个元素，怒瑟代表子信道摄;3的第m个元素^及!聲:代表 子信道技I,.的第η个元素，MtH和Mtv分别代表均匀平面阵列水平维和竖直维的天线数目。
[0028] 优选的，子信道致V:·只包含竖直维的信道信息，而沒W包含最少的竖直维信道信息。
[0029] 优选的，依据非相干序列接收与CSI量化的等价性在克罗尼克积码本E基础上分别 对两个子信道进行CSI量化得到w'r和巧""的过程为：
[0032] 其中，Fh和Fv是分别表征水平维信道信息和竖直维信道信息的码本。《'公和和V、分别 是Fh和Fv中的码字。
[0033] 优选的，将两个子信道量化得到的码字相乘得到最终CSI量化结果w°Pt的过程为：
[0034]
[0035] w°Pt属于码本克罗尼克积码本E。
[0036] 优选的，所述克罗尼克积码本E的计算公式如下：
[0040] 其中，Nh表征水平维码本的大小，Νν表征竖直维码本的大小，MtH代表天线阵列水平 维的天线阵元数，Mtv代表天线阵列竖直维的天线阵元数。
[0041 ]优选的，非相干序列接收算法采用FNCSD序列接收算法，该序列接收算法具有与天 线数呈线性关系的复杂度。
[0042] 本发明所提的信道状态信息量化方法在充分利用3D信道的竖直维空间自由度的 同时大大降低了信道量化复杂度，仿真结果表明，相较于传统的信道量化方法，本发明能更 充分的利用信道空间自由度同时降低量化复杂度。
【附图说明】
[0043] 图1为本发明的信道状态信息量化方法的流程图；
[0044] 图2为本发明的基于UPA天线阵列3D信道建模的示意图；
[0045] 图3为本发明信道状态信息量化方法与传统CSI量化误码率性能的比较图；
[0046] 图4为本发明信道状态信息量化方法与传统CSI量化复杂度性能的比较图。
【具体实施方式】
[0047] 下面结合附图对本发明的技术方案做进一步说明。
[0048] 本发明实施于FD-MIM0系统，采用均匀平面天线阵列UPA，设置发射天线端口数目 为64,其中水平维端口数目为8,竖直维端口数目为8。反馈方式采用有限反馈，即用户端测 量信道后将与真实信道最匹配的量化码本反馈给基站端。基站端采用基于码本的预编码方 式。
[0049] 图1示出了本发明的信道状态信息量化方法的流程图，本发明的信道状态信息量 化方法包括如下步骤：
[0050] S101:依据3D信道Η水平维与竖直维信道相位信息将信道向量分解为水平维和竖 直维子向量化和Ην;
[0051] S102:依据非相干序列接收与CSI量化的等价性在克罗尼克积码本基础上分别对 两个子信道进行CSI量化得到峭和
[0052] S103:将两个子信道量化得到的码字相乘得到最终CSI量化结果
[0053] 其中，步骤S101需要根据3D信道模型中水平维与竖直维信道相位信息进行信道分 解，图2示出了基于UPA天线阵列3D信道建模的示意图，该3D信道模型具体为：
[0化4] 采用的2D天线阵列为均匀平面阵列UPA(unifo;rmed planar arrays)，其中，Mtv代 表竖直维天线阵元数，竖直天线阵元间的距离为dv，MtH代表水平维天线阵元数，水平天线阵 元间的距离为加。通常情况下，(?Η = (1ν = 0.5λ，λ代表载波波长。妈代表路径i的水平方位角， 目i则代表路径i的竖直俯仰角。3D信道冲激响应CIR(channel impulse response化（t)可由 如下公式获得：
[0化5]
[0化6] 其中，ai(t)是零均值复高斯独立同分布随机变量，Impc代表路径总数。巧e,)是可分 辨子径i的归一化冲击响应。该子径的到达角AoD(Angle of 0邱班化'6)(或:是3D建模的，即 包括水平维方向角巧和竖直维俯仰角01。Wx坐标轴的正方向和Z坐标轴的负方向定义参考 方向，锅的范围为0 <巧< 2'。？，同时θι的取值范围为〇《目1《11。则巧按,)可由如下公式获得
[0063] 路径i的到达角％服从高斯分布，均值为9 將约，方差为3 ^ hi，巧ij。当信道的 空间相关性增加时，可分辨子径数目、角度扩展、角度方差都会下降。特别的，当信道完全相 关时，Impc = 1，〇 = 0。当信道全相关时，其冲激响应的表达式为
[0064] ?雌)欲辟)，
[00化]其中，a(t)是零均值复高斯独立同分布随机变量，9(8i是针对到达角为Θ的路径 的归一化响应。
[0066] 步骤S101中的信道向量分解的具体方法为：
[0067] 根据3D信道Η进行分解，分解方法中用到的公式如下：
[0070] 其中，hk代表信道向量Η的第k个元素，代表子信道的第m个元素 W及轉，代表 子信道沒;，的第η个元素。MtH和Mtv分别代表均匀平面阵列水平维和竖直维的天线数目。我们 将向量的第一个元素定义为第0个元素。
[0071] 子信道给;只包含竖直维的信道信息，而沒包含最少的竖直维信道信息，即齒中 的水平维信道信息占比最大。特别的，当信道是全相关信道时，子信道Ην.和子信道H&r为两 个PSK信号序列。
[0072] 步骤S102中，非相干序列检测与信道信息量化的等价关系如下。
[0073] W最大化SNR为目标的CSI量化模型为
[0074]
[0075] 其中，C表示码本。
[0076] 对于非相干接收，考虑单天线，非相干快衰落、加性白高斯信道。则接收信道可W 表示为公式：
[0077]
[0078] 在多进单出MIS0(Multi-i吨ut Single-output)系统中，I I Ην I 12= I Ην 12。因此两 式等价。即
[0079]
[0080] 依据非相干序列接收与CSI量化的等价性在克罗尼克积码本基础上分别对两个子 信道进行CSI量化得到Μ穿和 的过程为：
[0083] 其中，Fh和Fv是分别表征水平维信道信息和竖直维信道信息的码本。管好和私'>,'分别 是Fh和Fv中的码字。
[0084] 步骤S102中，非相干序列接收算法采用FNCSD序列接收算法，该算法具有与天线数 呈线性关系的复杂度。
[0085] 步骤S103中，将两个子信道量化得到的码字相乘得到最终CSI量化结果w°Pt的过程 为：
[0086]
[0087] w°Pt属于码本克罗尼克积码本E。
[0088] 步骤S102和S103中，克罗尼克积码本E描述如下
[0089]
[0090]
[0091]
[0092] 式中，Nh表征水平维码本的大小，Νν表征竖直维码本的大小。MtH代表UPA天线阵列 水平维的天线阵元数，Mtv代表UPA天线阵列竖直维的天线阵元数。
[0093] 步骤S10US102和S103中，UPA天线阵列的特性为天线阵元均匀分布在竖直平面上 构成矩形阵列，其中水平维的阵元数为MtH,竖直维的阵元数为Mtv。
[0094] 通过上述过程，完成面向FD-MIM0的低复杂度信道状态信息量化过程，该方法在充 分利用3D信道空间自由度的同时大大降低了量化复杂度，有利于FD-MIM0的具体实现。
[0095] 下面将给出本发明所提信道状态信息量化与传统的信道状态信息量化方法间误 码率W及复杂度的比较，从而证明本发明的优越性。
[0096] 仿真采用UPA天线阵列结构，设置两种天线配置，配置1水平维天线阵列阵元数为 8,竖直维天线阵元数为8,配置1水平维天线阵列阵元数为8,竖直维天线阵元数为16,天线 阵列间阵元间隔d = 0.5λ，系统载波频率设为5.25 X 109。
[0097] 图3给出采用本发明所提信道信息量化方法与信道信息量化方法的码本性能比 较;图4给出本发明信道状态信息量化方法与传统CSI量化复杂度性能的比较图，可W看出， 本发明所提的在充分利用3D信道空间自由度的同时大大降低了量化复杂度。
[0098] W上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人 员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可W做出若干改进和替换，运些改进和替换 也应视为本发明的保护范围。
【主权项】
1. 一种信道状态信息量化方法，其特征在于： 依据3D信道模型Η水平维与竖直维信道相位信息将信道向量分解为水平维和竖直维子 向量Ηη和Ην; 依据非相干序列接收与信道状态信息CSI量化的等价性在克罗尼克积码本基础上分别 对两个子信道进行CSI量化得到wf和Wf; 将两个子信道量化得到的码字相乘得到最终CSI量化结果w°pt。2. 根据权利要求1所述的信道状态信息量化方法，其特征在于，所述3D信道模型的信道 冲激响应h(t)为：其中，C4(t)是零均值复高斯独立同分布随机变量，Impc代表路径总数，兴Θ;)是可分辨子 径i的归一化冲击响应； 與β;)的计算公式为：其中，Mtv代表竖直维天线阵元数，竖直天线阵元间的距离为dv，MtH代表水平维天线阵元 数，水平天线阵元间的距离为(1Η，λ代表载波波长，得代表路径i的水平方位角，θ,则代表路径 i的竖直俯仰角，以X坐标轴的正方向和ζ坐标轴的负方向定义参考方向，势的范围为 〇 <於$ ,同时的取值范围为0彡3. 根据权利要求1所述的信道状态信息量化方法，其特征在于，当信道全相关时，所述 3D信道模型的信道冲激响应h(t)为： h-(t) α(?)<>(β), 其中，a(t)是零均值复高斯独立同分布随机变量，與Β)是针对到达角为Θ的路径的归 一化响应。4. 根据权利要求1所述的信道状态信息量化方法，其特征在于，依据3D信道模型Η水平 维与竖直维信道相位信息将信道向量分解为水平维和竖直维子向量&,.和僉1方法如下： 根据3D信道模型Η进行分解，分解方法如下：式中，hk代表信道向量Η的第k个元素，_代表子信道食#的第m个元素以及％代表子信 道的第η个元素，MtH和Mtv分别代表均匀平面阵列水平维和竖直维的天线数目。5. 根据权利要求4所述的信道状态信息量化方法，其特征在于，子信道Ην·只包含竖直维 的信道信息，而包含最少的竖直维信道信息。6. 根据权利要求5所述的信道状态信息量化方法，其特征在于，依据非相干序列接收与 CSI量化的等价性在克罗尼克积码本E基础上分别对两个子信道进行CSI量化得到和 的过程为：其中，Fh和F v是分别表征水平维信道信息和竖直维信道信息的码本。和分别是Fh 和Fv中的码字。7. 根据权利要求6所述的信道状态信息量化方法，其特征在于，将两个子信道量化得到 的码字相乘得到最终CSI量化结果w°pt的过程为：w°pt属于码本克罗尼克积码本E。8. 根据权利要求6或者7所述的信道状态信息量化方法，其特征在于，所述克罗尼克积 码本E的计算公式如下：其中，Nh表征水平维码本的大小，Nv表征竖直维码本的大小，MtH代表天线阵列水平维的 天线阵元数，Mtv代表天线阵列竖直维的天线阵元数。9. 根据权利要求6中所述的信道状态信息量化方法，其特征在于，非相干序列接收算法 采用FNCSD序列接收算法，该序列接收算法具有与天线数呈线性关系的复杂度。
【文档编号】H04B7/06GK106059644SQ201610367380
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年5月29日
【发明人】曾菊玲, 蒋砺思, 丁健
【申请人】三峡大学