频偏估计方法和系统的制作方法
【专利摘要】本发明涉及一种频偏估计方法和系统，根据基带信号获取基带去调制信号，对基带去调制信号进行快速傅里叶变换，获得离散频谱，根据离散频谱获取频谱幅值最大的第一目标点以及和第一目标点左右相邻的第二目标点和第三目标点，对这三个点进行分段三次样条插值计算，获得第四目标点，根据第四目标点、快速傅里叶变换点数和基带信号的符号周期获取频偏估计值。本发明使用分段三次样条插值拟合算法，使得对离散频谱的拟合更加贴近真实曲线的形态，因而获得了更真实的逼近效果，对离散频谱的更加逼近的拟合使得插值出的点位置更加精细与准确，而插值出的点位置精度就决定了频偏估计的精度，本发明的频偏估计精度比一般二次拟合插值算法的频偏估计精度高。
【专利说明】
频偏估计方法和系统
技术领域
[0001] 本发明设及数字通信技术领域，特别是设及一种频偏估计方法和系统。
【背景技术】
[0002] 在目前的数字通信系统中，收发端载波频偏的存在会使通信系统的性能急剧恶 化。数据辅助的频偏估计算法由于其精度高、估计范围广，因而其受到了更多的关注。数据 辅助的频偏估计算法主要分为两大类:基于时域分析的估计方法和基于频域分析的估计方 法。在频域算法中，基于FFT(化st Fourier Transformation,快速傅里叶变换)对频谱进行 精确插值的频偏估计算法是比较常见的。此种算法频偏估计范围广，对信噪比不敏感，常常 受到众多通信系统的青睐。但是由于FFT自身的栅栏效应，FFT的估计精度和有用数据个数 W及FFT变换点数有关，因而对于估计精度要求比较高的系统常常难W满足要求。二次抛物 线频域内插频偏估计方法虽然使得估计精度有所提高，但此种方法因为只用到二次拟合， 所W估计精度提高程度有限，仍然很难满足很多系统的精度要求。
【发明内容】
[0003] 基于此，有必要针对现有的二次抛物线频域内插频偏估计方法的估计精度较低的 问题，提供一种频偏估计方法和系统。
[0004] -种频偏估计方法，包括W下步骤：
[0005] 获取数字通信系统信道中的基带信号，根据基带信号获取用于去调制的信号，根 据用于去调制的信号对基带信号进行去调制操作，获得基带去调制信号；
[0006] 对基带去调制信号进行快速傅里叶变换，获得离散频谱，根据离散频谱获取频谱 幅值最大的第一目标点W及与第一目标点左右相邻的第二目标点和第Ξ目标点；
[0007] 对第一目标点、第二目标点和第Ξ目标点进行分段Ξ次样条插值计算，获得第四 目标点；
[000引获取快速傅里叶变换点数和基带信号的符号周期，根据第四目标点、快速傅里叶 变换点数和基带信号的符号周期获取频偏估计值。
[0009] -种频偏估计系统，包括W下单元：
[0010] 预处理单元，用于获取数字通信系统信道中的基带信号，根据基带信号获取用于 去调制的信号，根据用于去调制的信号对基带信号进行去调制操作，获得基带去调制信号；
[0011] 频谱处理单元，用于对基带去调制信号进行快速傅里叶变换，获得离散频谱，根据 离散频谱获取频谱幅值最大的第一目标点W及和第一目标点左右相邻的第二目标点和第 二目标点；
[0012] 插值处理单元，用于对第一目标点、第二目标点和第Ξ目标点进行分段Ξ次样条 插值计算，获得第四目标点；
[0013] 频偏估计单元，用于获取快速傅里叶变换点数和基带信号的符号周期，根据第四 目标点、快速傅里叶变换点数和基带信号的符号周期获取频偏估计值。
[0014] 根据上述本发明的频偏估计方法和系统，其是根据基带信号获取基带去调制信 号，对基带去调制信号进行快速傅里叶变换，获得离散频谱，根据离散频谱获取频谱幅值最 大的第一目标点W及和第一目标点左右相邻的第二目标点和第Ξ目标点，对运Ξ个点进行 分段Ξ次样条插值计算，获得第四目标点，根据第四目标点、快速傅里叶变换点数和基带信 号的符号周期获取频偏估计值。本发明使用分段Ξ次样条插值拟合算法，使得对离散频谱 的拟合更加贴近真实曲线的形态，因而获得了更加真实的逼近效果，对离散频谱的更加逼 近的拟合使得插值出的点位置更加精细与准确，而插值出的点位置精度就决定了频偏估计 的精度，因而本发明的频偏估计精度比一般二次拟合插值算法的频偏估计精度高。
【附图说明】
[0015] 图1为其中一个实施例的频偏估计方法的流程示意图；
[0016] 图2为其中一个实施例的第一目标点、第二目标点、第Ξ目标点和第四目标点的位 置示意图；
[0017] 图3为其中一个实施例的第一目标点、第二目标点、第Ξ目标点和第四目标点的位 置示意图；
[0018] 图4为其中一个实施例的快速傅里叶变换公式对应的关系曲线图；
[0019] 图5为其中一个实施例的频偏估计系统的结构示意图。
【具体实施方式】
[0020] 为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，W下结合附图及实施例，对本 发明进行进一步的详细说明。应当理解，此处所描述的【具体实施方式】仅仅用W解释本发明， 并不限定本发明的保护范围。
[0021] 参见图1所示，为本发明一个实施例中频偏估计方法的流程示意图。该实施例中的 频偏估计方法，包括W下步骤：
[0022] 步骤S101:获取数字通信系统信道中的基带信号，根据基带信号获取用于去调制 的信号，根据用于去调制的信号对基带信号进行去调制操作，获得基带去调制信号；
[0023] 本步骤主要是去掉接收的基带信号中的调制信号，便于简化后续的处理过程；
[0024] 步骤S102:对基带去调制信号进行快速傅里叶变换，获得离散频谱，根据离散频谱 获取频谱幅值最大的第一目标点W及和第一目标点左右相邻的第二目标点和第Ξ目标点；
[0025] 在本步骤中，对基带去调制信号进行快速傅里叶变换，可W得到与基带去调制信 号对应的离散频谱，离散频谱中的纵坐标表示频谱幅值，离散频谱中的横坐标表示频谱位 置，根据离散频谱中的频谱位置W及幅值可W获得第一目标点、第二目标点和第Ξ目标点；
[0026] 步骤S103:对第一目标点、第二目标点和第Ξ目标点进行分段Ξ次样条插值计算， 获得第四目标点；
[0027] 在本步骤中，进行分段Ξ次样条插值计算设及到第一目标点、第二目标点和第Ξ 目标点各自的频谱幅值和频谱位置，计算之后可W获得第四目标点，其中也设及第四目标 点的频谱幅值和频谱位置，频谱幅值对应于频谱的纵坐标，频谱位置对应于频谱的横坐标； [002引步骤S104:获取快速傅里叶变换点数和基带信号的符号周期，根据第四目标点、快 速傅里叶变换点数和基带信号的符号周期获取频偏估计值。
[0029] 在本实施例中，根据基带信号获取基带去调制信号，对基带去调制信号进行快速 傅里叶变换，获得离散频谱，根据离散频谱获取频谱幅值最大的第一目标点W及和第一目 标点左右相邻的第二目标点和第Ξ目标点，对运Ξ个点进行分段Ξ次样条插值计算，获得 第四目标点，根据第四目标点、快速傅里叶变换点数和基带信号的符号周期获取频偏估计 值。本发明使用分段Ξ次样条插值拟合算法，使得对离散频谱的拟合更加贴近真实曲线的 形态，因而获得了更加真实的逼近效果，对离散频谱的更加逼近的拟合使得插值出的点位 置更加精细与准确，而插值出的点位置精度就决定了频偏估计的精度，因而本发明的频偏 估计精度比一般二次拟合插值算法的频偏估计精度高。根据精度高的频偏估计值对数字通 信系统进行补偿，可W提高通信系统的性能稳定性。
[0030] 在其中一个实施例中，快速傅里叶变换点数大于基带信号中符号的个数，在对基 带去调制信号进行快速傅里叶变换之前，在基带去调制信号的尾部补上预设个数的零，预 设个数为快速傅里叶变换点数与基带信号中符号的个数的差值。
[0031] 在本实施例中，快速傅里叶变换点数一般为2的乘方数，而基带信号中符号的个数 不一定恰好等于2的乘方数，快速傅里叶变换点数理论上是要求大于等于待变换的符号的 个数的，快速傅里叶变换点数大于基带信号中符号的个数，可W保证能对基带信号中所有 符号进行快速傅里叶变换，在基带去调制信号的尾部补上预设个数的零，预设个数为快速 傅里叶变换点数与基带信号中符号的个数的差值，可W使信号的符号个数与快速傅里叶变 换点数一致，补零就是快速傅里叶变换本身的需要，便于统一进行快速傅里叶变换。
[0032] 在其中一个实施例中，根据基带信号获取用于去调制的信号的步骤包括W下步 骤：
[0033] 获取基带信号中的调制信号，对调制信号进行调制映射和复共辆操作，获得用于 去调制的信号。
[0034] 在本实施例中，接收的基带信号中包括调制信号，该调制信号主要是用于同步的， 同步包含数据的捕获，载波频率和相位估计W及码元位同步，运里主要设及的是频率，调制 信号一般表示为复数形式，因此需要对其做复共辆操作，把复数形式转化为实数形式，获得 用于去调制的信号，用于去调制的信号为后续的去调制操作提供依据。
[0035] 在其中一个实施例中，根据用于去调制的信号对基带信号进行去调制操作的步骤 包括W下步骤：
[0036] 将用于去调制的信号与基带信号进行逐点相乘。
[0037] 在本实施例中，基带信号和用于去调制的信号都是一个信号序列，由于基带信号 的每一个信号中都包括了调制信号，而用于去调制的信号又是调制信号的复共辆形式，因 此，将用于去调制的信号与基带信号进行逐点相乘后，就可W去掉基带信号中的调制信号， 完成去调制操作。
[0038] 在其中一个实施例中，对第一目标点、第二目标点和第Ξ目标点进行分段Ξ次样 条插值计算，获得第四目标点的步骤包括W下步骤：
[0039] 判断第二目标点的频谱幅值是否大于第Ξ目标点的频谱幅值，若是，如图2所示， 则根据
进行分段Ξ次样条插值计算；
[0040] 式中，A化m)、A化m-1)和A化m+1)分别表示第一目标点的频谱幅值、第二目标点的频 谱幅值和第Ξ目标点的频谱幅值，km、km-l、km+l和kmax分别表示第一目标点的频谱位置、第 二目标点的频谱位置、第Ξ目标点的频谱位置和第四目标点的频谱位置。
[0041 ]在本实施例中，是在第二目标点的频谱幅值大于第Ξ目标点的频谱幅值的情况下 使用Ξ次样条插值拟合算法，使得对离散频谱的拟合更加贴近真实曲线的形态，获得更加 真实的逼近效果，而且Ξ次样条插值拟合算法的公式仅设及加减乘除和开平方运算，计算 简单，因此，相比于其他插值算法，Ξ次样条插值拟合算法的计算复杂度并未增加。
[0042] 在其中一个实施例中，对第一目标点、第二目标点和第Ξ目标点进行分段Ξ次样 条插值计算，获得第四目标点的步骤包括W下步骤：
[0043] 判断第二目标点的频谱幅值是否大于第Ξ目标点的频谱幅值，若否，如图3所示， 则根据
进行分段Ξ次样条插值计算；
[0044] 式中，A化m)、A化m-1)和A化m+1)分别表示第一目标点的频谱幅值、第二目标点的频 谱幅值和第Ξ目标点的频谱幅值，km、km-l、km+l和kmax分别表示第一目标点的频谱位置、第 二目标点的频谱位置、第Ξ目标点的频谱位置和第四目标点的频谱位置。
[0045] 在本实施例中，是在第二目标点的频谱幅值不大于第Ξ目标点的频谱幅值的情况 下使用Ξ次样条插值拟合算法，使得对离散频谱的拟合更加贴近真实曲线的形态，获得更 加真实的逼近效果，而且Ξ次样条插值拟合算法的公式仅设及加减乘除和开平方运算，计 算简单，因此，相比于其他插值算法，Ξ次样条插值拟合算法的计算复杂度并未增加。
[0046] 在上述两个实施例中，插值公式是通过分段Ξ次样条曲线拟合计算得出来的。令 X0 = km-1，Xl = km，X2 = km+l，对应的令yo = A化m-1)，yi=A化m)，y2 = A化m+1)，则令样条曲线S (X)是一个分段定义的光滑曲线，其分段函数曲线我们用Ξ次多项式进行拟合，其两个分段 函数可写为：
[0047] Si (X) = ￡ii+bi (X-Xi) +Ci (X-Xi) 2+di (X-Xi) 3, i = 0,1 [0048] 其中日日，日1，13日，131，。日，。1，(1日，(11代表8个未知系数。
[0049]通过已知条件可W求解出8个未知数，求解的结果为：
[(K)加 ]
[0051]得到了 8个未知系数后，便得到了两段区间的光滑曲线函数表达式，根据Ξ次函数 的特性，可W求解出两个区间段内的最大值点，也即
[0化2]
[0062] 在其中一个实施例中，根据第四目标点、快速傅里叶变换点数和基带信号的符号 周期获取频偏估计值的步骤包括W下步骤：
[0063] 根据
巧取频偏估计值，式中，/,0表示频偏估计值，kmax表示第四目标 点的频谱位置，化ft表示快速傅里叶变换点数，T表示基带信号的符号周期。
[0064] 在本实施例中，根据公式可W获得频偏估计值，由于快速傅里叶变换点数和基带 信号的符号周期一般都不会有偏差，因此频偏估计的精度与第四目标点的频谱位置，也就 是第四目标点的位置精度有关;对离散频谱的更加逼近的拟合使得插值出的点位置更加精 细与准确，而插值出的点位置精度就决定了频偏估计的精度，因而频偏估计精度比一般插 值算法的频偏估计精度高。
[0065] 在其中一个实施例中，接收基带信号的物理传输通道为加性高斯白噪声信道，基 带信号的表达式为：
[0066]
[0067] 式中，rk表示基带信号，sk为调制信号的复数形式，Af为基带信号的频率偏差，T表 示基带信号的符号周期，N表示基带信号中符号的个数，Φ表示相位偏差，邮为加性复高斯 白噪声信号；
[0068] 基带去调制信号的快速傅里叶变换的公式为：
[0069]
[0070] 式中，A(f)表示基带去调制信号进行快速傅里叶变换后的频谱幅值，化ft表示快速 傅里叶变换点数，Sk^是Sk的复共辆形式，f表示频率。
[0071 ]在本实施例中，基带信号中还包括相位偏差和加性复高斯白噪声，根据上述公式 进行计算时会存在偏差，得到的频谱中的最大幅值点会有所偏差，因此才需要使用进行分 段Ξ次样条插值计算，使得对离散频谱的拟合更加贴近真实曲线的形态，获得了更加真实 的逼近效果。
[0072] 优选的，在进行快速傅里叶变换时，化ft大于N，在基带去调制信号的快速傅里叶变 换的公式中，当k的取值大于N时，rk为零，sk*为零；
[0073] 基带去调制信号的快速傅里叶变换的公式所对应的曲线如图4所示，图中，
//,，w表示真正的频偏值，Δ f为估计的频偏值（即估计的基带信 号的频率偏差）。
[0074] 在离散频谱中寻找幅值最大的点的公式为：
[0075] A(km) =max{A(k)} ,k = 1,2,...,化ft
[0076] 由上式可知，在离散频谱中各点的频谱位置与快速傅里叶变换点相对应。
[0077] 本发明的基本思路是捜索去调制信号的离散频谱图中的峰值，理论上去调制信号 的离散频谱图的峰值位置为零频位置，当信号带有频偏时，峰值位置便为频偏值的位置，因 而峰值位置即对应于载波频偏。FFT作为频域频偏估计算法，其不但频偏估计范围大，可W 达到±50%的符号速率，而且还能够在很低的信噪比下工作。此外由于使用了 Ξ次样条插 值你拟合算法，实现复杂度低，在实际系统中可W得到广泛应用。
[0078] 根据上述频偏估计方法，本发明还提供一种频偏估计系统，W下就本发明的频偏 估计系统的实施例进行详细说明。
[0079] 参见图5所示，为本发明一个实施例中频偏估计系统的结构示意图。该实施例中的 频偏估计系统包括W下单元：
[0080] 预处理单元210,用于获取数字通信系统信道中的基带信号，根据基带信号获取用 于去调制的信号，根据用于去调制的信号对基带信号进行去调制操作，获得基带去调制信 号；
[0081] 频谱处理单元220，用于对基带去调制信号进行快速傅里叶变换，获得离散频谱， 根据离散频谱获取频谱幅值最大的第一目标点W及和第一目标点左右相邻的第二目标点 和第Ξ目标点；
[0082] 插值处理单元230，用于对第一目标点、第二目标点和第Ξ目标点进行分段Ξ次样 条插值计算，获得第四目标点；
[0083] 频偏估计单元240,用于获取快速傅里叶变换点数和基带信号的符号周期，根据第 四目标点、快速傅里叶变换点数和基带信号的符号周期获取频偏估计值。
[0084] 在其中一个实施例中，快速傅里叶变换点数大于基带信号中符号的个数，频谱处 理单元240还用于在对基带去调制信号进行快速傅里叶变换之前，在基带去调制信号的尾 部补上预设个数的零，预设个数为快速傅里叶变换点数与基带信号中符号的个数的差值。
[0085] 在其中一个实施例中，预处理单元210获取基带信号中的调制信号，对调制信号进 行调制映射和复共辆操作，获得用于去调制的信号。
[0086] 在其中一个实施例中，预处理单元210将用于去调制的信号与基带信号进行逐点 相乘，获得基带去调制信号。
[0087] 在其中一个实施例中，插值处理单元230判断第二目标点的频谱幅值是否大于第 Ξ目标点的频谱幅值，若是，则根据
[008引
[0089] 进行分段Ξ次样条插值计算；
[0090] 式中，A化m)、A化m-1)和A化m+1)分别表示第一目标点的频谱幅值、第二目标点的频 谱幅值和第Ξ目标点的频谱幅值，km、km-l、km+l和kmax分别表示第一目标点的频谱位置、第 二目标点的频谱位置、第Ξ目标点的频谱位置和第四目标点的频谱位置。
[0091] 在其中一个实施例中，插值处理单元230判断第二目标点的频谱幅值是否大于第 Ξ目标点的频谱幅值，若否，则根据
[0092]
[0093] 进行分段Ξ次样条插值计算；
[0094] 式中，A化m)、A化m-1)和A化m+1)分别表示第一目标点的频谱幅值、第二目标点的频 谱幅值和第Ξ目标点的频谱幅值，km、km-l、km+l和kmax分别表示第一目标点的频谱位置、第 二目标点的频谱位置、第Ξ目标点的频谱位置和第四目标点的频谱位置。
[00M]在其中一个实施例中，频偏估计单元240根据/,>ρ= ^获取频偏估计值，式中， /φ表示频偏估计值，kmax表示第四目标点的频谱位置，Nff康示快速傅里叶变换点数，Τ表示 基带信号的符号周期。
[0096] 在其中一个实施例中，接收基带信号的物理传输通道为加性高斯白噪声信道，基 带信号的表达式为：
[0097]
[0098] 式中，rk表示基带信号，sk为调制信号的复数形式，Af为基带信号的频率偏差，T表 示基带信号的符号周期，N表示基带信号中符号的个数，Φ表示相位偏差，邮表示加性复高 斯白噪声信号；
[0099] 基带去调制信号的快速傅里叶变换的公式为：
[0100]
[0101] 式中，A(f)表示基带去调制信号进行快速傅里叶变换后的频谱幅值，化ft表示快速 傅里叶变换点数，31^^是31^的复共辆形式，f表示频率。
[0102] 本发明的频偏估计系统与本发明的频偏估计方法一一对应，在上述频偏估计方法 的实施例阐述的技术特征及其有益效果均适用于频偏估计系统的实施例中。
[0103] W上所述实施例的各技术特征可W进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实 施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要运些技术特征的组合不存 在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
[0104] W上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并 不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来 说，在不脱离本发明构思的前提下，还可W做出若干变形和改进，运些都属于本发明的保护 范围。因此，本发明专利的保护范围应W所附权利要求为准。
【主权项】
1. 一种频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤： 获取数字通信系统信道中的基带信号，根据所述基带信号获取用于去调制的信号，根 据所述用于去调制的信号对所述基带信号进行去调制操作，获得基带去调制信号； 对所述基带去调制信号进行快速傅里叶变换，获得离散频谱，根据所述离散频谱获取 频谱幅值最大的第一目标点以及与所述第一目标点左右相邻的第二目标点和第三目标点； 对所述第一目标点、所述第二目标点和所述第三目标点进行分段三次样条插值计算， 获得第四目标点； 获取快速傅里叶变换点数和所述基带信号的符号周期，根据所述第四目标点、所述快 速傅里叶变换点数和所述基带信号的符号周期获取频偏估计值。2. 根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述快速傅里叶变换点数大于所 述基带信号中符号的个数，在对所述基带去调制信号进行快速傅里叶变换之前，在所述基 带去调制信号的尾部补上预设个数的零，所述预设个数为所述快速傅里叶变换点数与所述 基带信号中符号的个数的差值。3. 根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述根据所述基带信号获取用于 去调制的信号的步骤包括以下步骤： 获取所述基带信号中的调制信号，对所述调制信号进行调制映射和复共辄操作，获得 所述用于去调制的信号。4. 根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述根据所述用于去调制的信号 对所述基带信号进行去调制操作的步骤包括以下步骤： 将所述用于去调制的信号与所述基带信号进行逐点相乘。5. 根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述对所述第一目标点、所述第 二目标点和所述第三目标点进行分段三次样条插值计算，获得第四目标点的步骤包括以下 步骤： 判断所述第二目标点的频谱幅值是否大于所述第三目标点的频谱幅值，若是，则根据:进行分段三次样条插值计算； 式中，A(km)、A(km-l)和A(km+1)分别表示所述第一目标点的频谱幅值、所述第二目标点 的频谱幅值和所述第三目标点的频谱幅值，km、km-l、km+l和k max分别表示所述第一目标点的 频谱位置、所述第二目标点的频谱位置、所述第三目标点的频谱位置和所述第四目标点的 频谱位置。6. 根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述对所述第一目标点、所述第 二目标点和所述第三目标点进行分段三次样条插值计算，获得第四目标点的步骤包括以下 步骤： 判断所述第二目标点的频谱幅值是否大于所述第三目标点的频谱幅值，若否，则根据进行分段三次样条插值计算； 式中，A(km)、A(km-l)和A(km+1)分别表示所述第一目标点的频谱幅值、所述第二目标点 的频谱幅值和所述第三目标点的频谱幅值，km、km-l、km+l和k max分别表示所述第一目标点的 频谱位置、所述第二目标点的频谱位置、所述第三目标点的频谱位置和所述第四目标点的 频谱位置。7. 根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述根据所述第四目标点、快速 傅里叶变换点数和所述基带信号的符号周期获取频偏估计值的步骤包括以下步骤：?获取频偏估计值，式中，/^表示所述频偏估计值，kmax表示所述第四目 标点的频谱位置，Nm表示快速傅里叶变换点数，T表示所述基带信号的符号周期。8. 根据权利要求3所述的频偏估计方法，其特征在于，所述数字通信系统信道为加性高 斯白噪声信道，所述基带信号的表达式为：式中，rk表示基带信号，Sk为所述调制信号的复数形式，Af为基带信号的频率偏差，T表 示所述基带信号的符号周期，Ν表示所述基带信号中符号的个数，Φ表示相位偏差，nk表示 加性高斯白噪声信号； 所述基带去调制信号的快速傅里叶变换的公式为：式中，A(f)表示所述基带去调制信号进行快速傅里叶变换后的频谱幅值，Nfft表示快速 傅里叶变换点数，sk$是sk的复共辄形式，f表示频率。9. 一种频偏估计系统，其特征在于，包括以下单元： 预处理单元，用于获取数字通信系统信道中的基带信号，根据所述基带信号获取用于 去调制的信号，根据所述用于去调制的信号对所述基带信号进行去调制操作，获得基带去 调制信号； 频谱处理单元，用于对所述基带去调制信号进行快速傅里叶变换，获得离散频谱，根据 所述离散频谱获取频谱幅值最大的第一目标点以及与所述第一目标点左右相邻的第二目 标点和第三目标点； 插值处理单元，用于对所述第一目标点、所述第二目标点和所述第三目标点进行分段 三次样条插值计算，获得第四目标点； 频偏估计单元，用于获取快速傅里叶变换点数和所述基带信号的符号周期，根据所述 第四目标点、所述快速傅里叶变换点数和所述基带信号的符号周期获取频偏估计值。10. 根据权利要求9所述的频偏估计系统，其特征在于，所述快速傅里叶变换点数大于 所述基带信号中符号的个数，所述频谱处理单元还用于在对所述基带去调制信号进行快速 傅里叶变换之前，在所述基带去调制信号的尾部补上预设个数的零，所述预设个数为所述 快速傅里叶变换点数与所述基带信号中符号的个数的差值。
【文档编号】H04L27/26GK106059973SQ201610600662
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年7月26日 公开号201610600662.1, CN 106059973 A, CN 106059973A, CN 201610600662, CN-A-106059973, CN106059973 A, CN106059973A, CN201610600662, CN201610600662.1
【发明人】张少侃, 林家群, 吕聪敏
【申请人】广州海格通信集团股份有限公司