专利名称：用于电子调光器的灯变压器及其用于减小音频噪声的方法
技术领域：
本发明涉及当电子变换器/变压器或磁性变换器和灯调光器一起使用时的噪声检测和降低。
背景技术：
众所周知，灯调光器通过降低加到灯上的平均电压来降低灯的馈入功率。为此目的，已知有两种类型的调光器前沿调光器，它在AC周期中零交叉点后接通电压；以及后沿调光器，它在AC周期中零交叉点前断开电压。通常，灯调光器采用非常快的双向可控硅或闸流晶体管，使得在前沿调光器中的接通速率和后沿调光器中的断开速率基本上是瞬时的，通常为15-25μs。
调光器的一个已知问题是不论是前沿或后沿类型，它们都会引起音频噪声，当调光器和变换器，特别是提供DC输出的磁性变换器或电子变换器/变压器一起使用时，这种噪声就会加重。这种噪声至少部分是由形成(调光器和变压器中的)扼流圈芯的铁磁叠片的振动和/或某些电容器的振动引起的。已知也会引起实际灯丝的振动，特别在具有DC输出电子变换器/变压器的情况下更是如此，会产生附加的噪声或哼声源。这种噪声/哼声很烦人和讨厌，显然需要尽可能将其降低。
市场上存在有磁性和电子变压器两种。电子变压器(或”变换器”)可以是AC或DC(输入和)输出单元。在DC输出变压器的情况下，利用斩波器将DC电压变换为脉冲电压，然后将其转换为不同的电压，最后将其整流并使其变平滑。不论使用何种调光技术，总有不可避免的与调光器/变压器组合关联的内在噪声，且在DC输出变压器的情况下，这个问题更加严重。
先有技术的处理方法要求在调光器中安装附加的组件来减小噪声。于是在前沿调光器中，先有技术使用去蜂鸣线圈(扼流圈)，它又大又贵，而且降低了效率，还必需和调光器电路进行调谐。线圈的选择是个很费时的任务。
对于设计成用于电子变压器/变换器的后沿调光器，传统的降噪方法是加一个较大的电容器，用以降低后沿的下降速率。和电子变压器/变换器一起使用时，可以把电容器设置在二极管桥路之前或之后。但如果这种改动的变压器和前沿调光器一起使用时，它实际上增加了噪声。所以，采用上述电容器的电子灯变压器/变换器都仅用于后沿调光器。
这就是说，至今仍无可能将市售的前沿调光器和灯变压器一起使用来避免噪声，除非选择和使用”去蜂鸣线圈”。相反，如上所述，使用电子变压器的无噪声调光的通常作法是使用包括电容器的电子变压器，和后沿调光器一起使用。
1994年3月29日公开的JP6089784描述一种试图通过采用控制灯电压的上升和下降曲线来使电源电压波形变平滑的方法以降低噪声的低噪声调光器。为此，在电源电压从负半周经过零点之前，接通正向功率开关元件，并检测输出电压。当有效电压达到目标值时，微型计算机进入下降动作，在预定时间内逐渐将输出电压平滑地降低到零线。而且，对于负侧电压，反向侧功率开关元件和微型计算机完成同样的工作，使上升动作平滑。这样，不用对白炽灯加电磁浪涌就可防止产生哼声干扰。
所述专利看来像是涉及在AC电压零交叉时双向可控硅或闸流晶体管的开关问题，因为已知双向可控硅在电流为零时停止导通，需要触发信号来启动导通，这种导通仅当双向可控硅的正极电压高于负极电压时才有可能。所以采用两个开关装置，在AC周期的相反两半周时控制其导通。两个闸流晶体管之间的转换本身也引起噪声，JP6089784看来像是涉及一种用于实施所需开关以便降低音频噪声的平滑机制。
1994年6月7日授予Callahan M等人的美国专利No.5319301公开了一种在交流电源和灯负载之间连接有半导体功率器件的无电感器调光器。通过最初相对于产生所需平均功率大小的所需比例增加半周的导通部分，来减小冷灯丝高电流需求的不利效应，同时避免会产生过量损耗的相角转变。在这种方式和正常工作时可以采用对于给定热损耗电平能最大限度地抑制音频灯噪声的转变模型。
1991年5月2日公开的Bayview Technology Group，Inc.的WO91/06047，题目为”Reverse phase control switching circuit andmethod without zero crossing detection”公开了一种方法和电路，在调光器中，用于反相位控制提供给负载的交变电流，其中，使用电压控制的半导体开关例如MOSFET和IGBT等作为电子开关，在AC电压周期的前沿时导通电压，并且当已达到所需的电流相角时导通终止。公开的方法和电路不再需要AC波形的零交叉检测，确保在零交叉之前电压控制开关始终接通，从而消除了辐射干扰和白炽灯的哼声。
美国专利No.5319301和WO91/06047看来像是仅涉及前沿调光器以及调光器内部的噪声解决方案，而且看来像是仅解决了与在AC电压的零交叉的切换以便降低灯哼声相关联的问题。
因此，最好提供一种可与任何市售调光器(不论是前沿还是后沿类型)一起使用的通用电子灯变压器，可以在不改动调光器或添加外部组件的情况下降低噪声，并提供一种模块，它具有同样的降噪效果，并可以添加到传统的磁性变压器上。
发明概述本发明的目的是提供一种灯变压器(或独立的模块)和方法，它们适合用于前沿和后沿调光器来降低灯噪声。
本发明的一个方面提供降低使用调光器时所产生的音频噪声的方法，所述方法包括以下步骤(a)检测是否存在调光器，如果有1)检测所述调光器是前沿调光器还是后沿调光器，2)如果是前沿调光器，则降低前沿的上升速率，以及3)如果是后沿调光器，则降低后沿的下降速率。
本发明的又一个方面提供一种降低使用前沿调光器时所产生的音频噪声的控制器，所述控制器包括前沿控制器，它对馈入的输入电压作出响应，用于在检测到前沿时产生控制信号，连接到前沿控制器的线性开关，它对控制信号作出响应，用于线性切换所述输入电压，以便降低前沿的上升速率。
这种控制器最好适合于降低使用后沿电子调光器时所产生的音频噪声并且还包括前沿-后沿检测器，它对馈入的输入电压作出响应，用于检测所述输入电压是由前沿调光器产生的还是由后沿调光器产生的，以及后沿控制器，它连接到前沿-后沿检测器并对检测到后沿调光器作出响应，用于禁止前沿控制器并降低输入电压后沿的下降速率；所述前沿控制器连接到前沿-后沿检测器并对检测到前沿调光器作出响应，用于禁止后沿控制器。
附图简要说明为了理解本发明及其在实际中如何实施，现参阅附图，以非限制性实例的方式，对优选实施例加以说明，附图中
图1是显示传统先有技术灯变压器的方框图；图2a、2b、2c和2d示出使用前沿调光器的传统先有技术灯变压器中不同阶段出现的典型电压波形；
图3a、3b、2c和3d示出使用后沿调光器时相应的电压波形；图4是显示按照本发明第一实施例的用于降低前沿调光器中的噪声的改进的灯变压器的方框图；图5a、5b、5c、5d和5e示出图4所示灯变压器的电压波形，对应于图2和3的电压波形；图6是显示按照本发明第二实施例的用于降低前沿或后沿调光器中的噪声的改进的灯变压器的方框图；图7a、7b、7c、7d和7e示出图6所示灯变压器的电压波形，对应于图5的电压波形；图8是可以包括在传统先有技术灯变压器中的用于降低噪声的前沿/后沿控制器的示意电路图；图9a，9b，和9c示出按照本发明的灯变压器与后沿调光器一起使用时的典型电压波形；以及图10a，10b，和10c示出按照本发明的灯变压器与前沿调光器一起使用时的典型电压波形。
发明的详细说明图1是显示传统先有技术DC输出灯变压器10的方框图，它包括输入端11，用于连接到通常为120或230VAC的电力网电源。连接到输入端11的是调光器12，用于降低均方根(RMS)电压。调光器12可以是前沿或后沿调光器，其输出端连接到射频干扰(RFI)滤波器13，滤波器13与桥式整流器14相连，产生整流后的AC电压，馈入逆变器15。逆变器15包括输出变压器，还任选地包括用于将输出电压整流的整流器。这些组件在图中均未示出。逆变器的输出是AC(或DC)电压，通常在0-30V的范围内，适合于向低压钨卤素灯等供电。
图2a示出正弦输入电压波形。图2b示出使用前沿调光器时出现在调光器12输出端的电压，应当指出，在正负半周时前沿都被斩断。图2c示出桥式整流器14输出端的电压，图2d示出逆变器15输出端的电压。图3a、3b、2c和3d示出调光器是后沿调光器时相应的电压波形。
图4是显示按照本发明第一实施例的用于降低前沿调光器中的噪声的改进的灯变压器的方框图。输入端21连接到通常为120或230VAC的电力网电源。连接到输入端21的是前沿调光器22，其输出端连接到RFI滤波器23。RFI滤波器23与桥式整流器24相连，产生整流后的AC电压，通过前沿控制器25馈入到线性开关26，线性开关26连接到逆变器27。逆变器的输出是DC电压，通常在0-30VDC的范围内，适合于向低压钨卤素灯等供电。
图5a示出正弦输入电压波形。图5b示出调光器22输出端上的电压，应当指出，在正负半周时前沿都被斩断。图5c示出桥式整流器14输出端的电压。图5d和5e分别示出线性开关26和逆变器27的输出端的电压。具体地说，从逆变器27的输出可以注意到，前沿爬升得比传统变压器的(如图2d中的波形所示)慢得多。
图6示出按照本发明第二实施例的用于降低前沿或后沿调光器中噪声的改进的灯变压器的方框图。输入端31连接到通常为110或220VAC的电力网电源。连接到输入端31的是调光器32，其输出端连接到RFI滤波器33。调光器32可以是前沿或后沿装置，且如下将说明的，采用适当的控制电路根据需要控制前沿和后沿。RFI滤波器33与桥式整流器34相连，产生整流后的AC电压，通过前沿控制器35馈入到线性开关36，线性开关36通过开关电容器38连接到逆变器37。逆变器的输出是DC电压，通常在0-30VDC的范围内，适合于向低压钨卤素灯等供电。桥式整流器34的输出端也通过前沿-后沿检测器39连接到开关电容器控制器40。
前沿控制器35对由边缘检测器39检测到的前沿作出响应，和线性开关36一起工作，如图4所示，用于降低前沿的上升速率，如图5d和5e中的电压波形所示。当边缘检测器39检测到后沿时，开关电容器控制器40和开关电容器38一起工作，降低后沿的下降速率。
图7a示出正弦输入电压波形。图7b示出调光器32输出端上的电压。应当指出，在正负半周时前沿都被斩波。图7c示出桥式整流器14输出端的电压。图7d和7e分别示出线性开关36和逆变器37的输出端的电压。具体地说，从逆变器37的输出可以注意到，后沿下降得比传统变压器的(如图3d中的波形所示)慢得多。
图8是可以包括在传统先有技术灯变压器51中用于降低噪声的前沿/后沿控制器50的示意电路图。此时，灯变压器51包括输入端52，用于连接到通常为120或230VAC的电力网电源。连接到输入端52的是调光器53，用以降低平均电压。调光器53可以是前沿或后沿调光器，其输出端连接到RFI滤波器54，RFI滤波器54连接到桥式整流器55，产生整流后的AC电压，通过控制器50馈入到逆变器56。逆变器56的输出是DC电压，通常在0-30VDC的范围内，适合于向低压钨卤素灯等供电。
控制器50包括电感器(扼流圈)60，其一端连接到桥式整流器55的输出端，另一端连接到低压N沟道型MOSFET 61的漏极，MOSFET 61的栅极通过电阻器62连接到DC电压源63的正端。MOSFET 61的栅极和电阻器62的接点连接到第一整流二极管64的正极，整流二极管64的负极连接到第二整流二极管65的正极，整流二极管64的负极连接到DC电压源63的正端。整流二极管64和65之间的接点连接到电容器66的第一端，电容器66的第二端连接到与电阻器68并联的齐纳二极管67的正极。齐纳二极管67的负极接地GND。电容器66的第二端也连接到整流二极管69的负极，整流二极管69的正极通过电阻器70连接到分压器的输入端，所述分压器包括接地的第一电阻器71和第二电阻器72，其上连接有DC电压源73，电压源73的负端接地。分压电阻器71和72的接点连接到NPN双极结型晶体管74的基极，晶体管74的发射极接地，其集电极通过电阻器75连接到DC电压源73的正端。去耦电容器76连接在双极结型晶体管74的集电极和发射极之间。
整流二极管69的正极和电容器70之间的接点通过电容器77接地。双极结型晶体管74的集电极连接到第二N沟道型MOSFET 78的栅极，MOSFET 78的源极接地，其漏极连接到电容器79的第一端(对应于图6的开关电容器38)，电容器79的第二端连接到第一N沟道型MOSFET 61的源极，也构成控制器50的输出端80，控制器50连接到逆变器56。电容器81连接在输出端80和地GND之间。
电路的工作如下。当检测到前沿调光器时，MOSFET 61、电阻器62、电压源63、整流二极管64和电容器66用作线性开关36(图6中)。只要在调光器的输出电压中有正向变化，线性开关就在大约500微秒内将输出电压线性提升到其峰值。MOSFET 61起电压跟随器的作用，电压源63跟随MOSFET 61的栅极电压，所述栅极电压线性变化，因为有恒定电流流经电阻器62和整流二极管64对电容器66充电，迫使电容器66上的电压线性升高。电流的幅度由电阻器62、电压源63和MOSFET 61的阈值电压等数值确定。整流二极管65用于在每个周期结束时使电容器66放电。
电阻器68、整流二极管69和电容器77起后沿检测器39(图8中)的作用。电容器77上的电压正比于调光器的负斜率斜率越高，负电压的幅度越高。电容器70、71、72和75，双极结型晶体管74，电容器76，MOSFET 78和DC电压源73用作开关电容器79的控制器。当电容器79上的电压足够负时，双极结型晶体管74截止，MOSFET 78开始导通。没有调光器时，MOSFET 78截止。所以，MOSFET 78用作开关电容器的控制开关，用于接通或断开开关电容器79。当开关电容器79接通时，因放电时间较长，负斜率减小。
在为实施而简化的控制器的实际实施例中，元件的数值和类型如下
图9a、9b和9c示出按照本发明的灯变压器与后沿调光器一起使用时的典型电压波形。图9a示出在控制器50输入端的电压(图8中以VIN表示)h和MOSFET 61的源电压(图8中以VS表示)。可见在输入电压突然下降时，MOSFET 61的源电压下降的急剧程度小得多，在到达零点之前用了大约500μs的时间。
图9b示出逆变器56的输出电压，它跟随MOSFET 61的源电压。
图9c示出MOSFET 78导通时开关电容器79上的电压VCAP，仅当检测到后沿调光器时是如此。当或者没有检测到调光器或者检测到前沿调光器时，MOSFET 78”断开”且开关电容器79也断开。
图10a、10b和10c示出按照本发明的灯变压器与前沿调光器一起使用时的典型电压波形。图10a示出在控制器50输入端的电压(图8中以VIN表示)和MOSFET 61的源电压(图8中以VS表示)。可见在输入电压突然上升时，MOSFET 61的源电压上升的急剧程度小得多，在到达其最大值之前用了大约500μs的时间。
图10b示出逆变器56的输出电压，它跟随MOSFET 61的源电压。
图10c示出当检测到前沿调光器时MOSFET 61的栅极电压VG和源电压VS之间的差值。VG-VS保持恒定不变，直到检测到前沿为止，然后下降到MOSFET的阈值电压(通常大约3.5V)。这对应于MOSFET的线性区域，因此起上述线性开关的作用。
应当指出，上述电路和实例以及列表的元件数值均仅是一种说明的方式而非限制本发明的范围。
还应当指出，虽然已经参考与现有的电子变压器一起使用的控制器对本发明作了说明，但本发明在其范围内也考虑到与所述控制器结合成整体的电子变压器。
权利要求
1.一种用于在使用灯调光器时降低所产生的音频噪声的方法，所示方法包括以下步骤(a)检测是否存在调光器，如果有(1)检测所述调光器是前沿调光器或后沿调光器，(2)如果是前沿调光器，则降低前沿的上升速率，以及(3)如果是后沿调光器，则降低后沿的下降速率。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于在连接到灯的电子变压器中实行所述方法，以便在存在调光器时降低由所述调光器产生的音频噪声。
3.一种用于在使用前沿调光器时降低所产生的音频噪声的控制器(50)，所示控制器包括前沿控制器(25，35)，它对馈入的输入电压作出响应，用于在检测到前沿时产生控制信号，以及线性开关(26，36)，它连接到所述前沿控制器并且对所述控制信号作出响应，用于线性地切换所述输入电压，以便降低所述前沿的上升速率。
4.如权利要求3所述的控制器，其特征在于还适合于降低使用后沿电子调光器时所产生的音频噪声，并且还包括前沿-后沿检测器(39)，它对馈入的输入电压作出响应，用以检测所述输入电压是由前沿调光器产生的还是由后沿调光器产生的，以及后沿控制器(40)，它连接到所述前沿-后沿检测器并对检测到后沿调光器作出响应，用以禁止所述前沿控制器并降低所述输入电压后沿的下降速率；所述前沿控制器连接到所述前沿-后沿检测器并对检测到前沿调光器作出响应，用以禁止所述后沿控制器。
5.如权利要求3或4所述的控制器，其特征在于所述线性开关包括MOSFET(61)。
6.如权利要求3到5中任一项所述的控制器，其特征在于所述后沿控制器(40)包括用以将开关电容器(38，79)连接到所述控制器的输出端的开关电容器控制开关。
7.如权利要求6所述的控制器，其特征在于所述前沿-后沿检测器包括后沿检测器，所述后沿检测器包括电阻器(68)、整流二极管(69)和电容器(77)，所述电容器(77)的电压正比于所述后沿的负斜率。
8.如权利要求6所述的控制器，其特征在于所述后沿控制器(40)包括DC电压源(63)，用于使连接到开关电容器控制开关(78)的电容器(76)充电，以及连接在所述电容器两端的开关(74)，当所述后沿的电压足够负时，所述开关(74)开路并且所述电容器两端的电压使所述开关电容器控制开关导通。
9.如权利要求8所述的控制器，其特征在于所述开关是双极结型晶体管(74)。
10.如权利要求6到9中任一项所述的控制器，其特征在于所述开关电容器控制开关是MOSFET(78)。
11.如权利要求3到10中任一项所述的控制器，其特征在于与电子变压器(20，30，51)构成整体。
12.一种电子变压器(20，30，51)，它包括如权利要求3到10中任一项的控制器作为构成整体所必要的组件。
全文摘要
一种用于在使用前沿调光器时降低所产生的音频噪声的控制器(20，30，50)，它包括前沿控制器(25，35)，它对馈入的输入电压作出响应，在检测到前沿时产生控制信号；以及线性开关(26，36)，它连接到前沿控制器并对控制信号作出响应，用于线性切换输入电压，以便降低前沿的上升速率。后沿控制器(40)可以连接到前沿－后沿检测器(39)并对检测到后沿调光器作出响应，用以禁止前沿控制器并降低输入电压后沿的下降速率。
文档编号H05B39/04GK1623271SQ02828483
公开日2005年6月1日 申请日期2002年8月13日 优先权日2002年1月10日
发明者J·帕特肖尼克, S·巴拉克 申请人:照明技术电子工业有限公司