专利名称：自适应性谐振开关电源系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及电源电路，特别涉及具有取决于输出变压器的漏磁电感的第一谐振频率和取决于电路的电源MOSFET的栅源电容和激励变压器的漏磁电感的第二谐振频率的电源转换器。
背景技术：
为了在音频应用和其他多种电子应用中提供电源，使用在本领域中已知的如谐振DC至DC电源转换器的电源转换装置。一种广泛使用的类型的谐振转换器是众所周知的D类电源转换器。
D类转换器通过响应于方波开关信号交替开关一对电源MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)来操作。从MOSFET来的电流通过谐振电容器和高频变压器的一次线圈绕组，所述高频变压器有效地将脉冲的高电压MOSFET输出转换成适当的较低输出电压。高频变压器二次线圈的输出被整流、滤波，以提供多种电子应用的适当大小的平缓DC电压。
在理想的条件下，因为在通过MOSFET的电流为零时，定时到MOSFET的开关信号断开每个MOSFET，并且在跨MOSFET的电压为零时定时到MOSFET的开关信号接通每个MOSFET，所以谐振电源转换器具有良好的热效率。在理想条件下，以50％的占空度开关每个MOSFET。然而，在非理想的条件中，随着输入电压变化，一般改变开关占空度以提供电压调节。占空度中的变化使得MOSFET中的至少一个在携带非零电流时断开，或在带有非零电压时接通，从而引起热损失。
Stewart等的美国专利No.5,986,895公开了在谐振电源转换器中，在非理想条件下，保持MOSFET的零电流开关的一种方法。该方法测定变压器的一次电流和输出电压，并且使用数字逻辑，修改MOSFET的开关信号。这样设计数字逻辑，使得即使在如不对称的占空度的非理想条件下，修改的开关信号在零电流时开关MOSFET。
如Sewart等的专利公开的方法的数字“强力(brute force)”方法，要求几个设计上的折衷，其中包括提高关于电路板或芯片的实际品级。另外，为了将这样的数字系统置于谐振电源转换器中紧密靠近高频开关组件，显著增加了组件布置的附加设计时间和复杂性。这些缺点的每一个显著增加了使用这项技术的任何电源转换器的成本，这使得对很多应用来说使用这些转换器过于昂贵。
发明内容
根据本发明的示范实施例的自适应性谐振开关电源系统在两个谐振频率下操作。第一频率取决于输出变压器的漏磁电感和电容器。第一频率随着负荷的改变变化，因为负荷改变使得漏磁电感改变。在本发明示范实施例中，在负荷电流约在转换器的最大负荷值的10％以上时将第一频率用作电源转换器的开关频率。
第二谐振频率取决于在电路中两个MOSFET电源装置的栅源电容和电路激励变压器的漏磁电感。在示范的实施例中，负荷降低到约全负荷值的10％以下时将第二谐振频率用作电源转换器的开关频率。
激励变压器包括一对驱动线圈和测定线圈。测定线圈测定在输出变压器二次电路中的负荷电流。设置驱动线圈驱动180度相位差的一对MOSFET。在取决于负荷的区域操作(最大负荷值的10％以上)时，负荷电流的倒相导致对MOSFET驱动的倒向，以致不管实际的负荷电抗如何，总是保持无交叉导电的零电流开关和零电压开关。在示范实施例中，栅源电容成为基频振荡器的部分(在约10％最大负荷值以下)。根据本发明的特别设计的电流测定变压器驱动两个电源MOSFET，以致栅极电荷在这两个MOSFET(从一个到另一个)之间振荡，从而即使在无负荷条件下，即在无二次负荷电流的情况下，MOSFET总是工作。因此，本发明使得电力耗损最小，允许设计很小和有效的开关电源变压器。
本发明的特征在于电源转换器具有取决于负荷电抗的第一谐振频率。根据本发明的电源转换器的谐振频率的改变依据在负荷电容或电感的改变而发生，致使频率与电感和电容乘积的平方根成反比。另外，选择输出变压器的铁心材料使得它的相对磁导率随着负荷电流的增加、漏磁电感的降低和频率的升高而降低。能够选择外部电容和电感按照要求设定初始频率。
因为电源转换器总是在它的最高谐振频率工作，所以依据负荷的频率比由MOSFET栅源电容和激励变压器的电感决定的基频高是重要的。
因此，本发明的特征在于，开关电源转换器在零负荷电流时间开关。由于在开关瞬间没有电流，所以电能(IR)损失极低。本发明的特征是90％或更高的效率和在无最小负荷下工作。
本发明的示范实施例包括具有栅极激励变压器的自适应谐振电源转换器。栅极激励变压器包括第一测定一次绕组、第一二次绕组和第二二次绕组。该示范实施例还包括第一MOSFET和第二MOSFET，第一MOSFET具有连接到第一二次绕组的栅极，第二MOSFET具有连接到第二二次绕组的栅极。第一和第二MOSFET彼此跨直流输入源串联，并在第一MOSFET源极和第二MOSFET漏极上它们之间形成公共的MOSFET节点。输入电容器跨直流输入源连接。输入电容器具有连接到第一MOSFET漏极的第一电容器节点，和连接到第二MOSFET源极的第二电容器节点。
示范实施例还包括具有一次绕组和第二谐振输出绕组的主变压器。主变压器一次绕组连接在公共MOSFET节点和第二电容器接点之间。第一谐振输出绕组的第一抽头连接到第一测定一次绕组的第一抽头。第一谐振输出绕组的第二抽头连接到第一负荷的第一负荷终端。第一测定一次绕组的第二抽头连接到第一负荷的第二负荷终端。
在示范实施例中，栅极激励变压器还包括与一对并行限压二极管并联的保护二极管绕组，限压二极管具有相反取向。补偿电容器能够连接在每个MOSFET的栅极和源极之间，提供与第一二次和第二二次绕组的谐振振荡。阻尼电阻器能够串联在MOSFET栅极的每一个和在栅极激励变压器上的它的相应的二次绕组之间。
因为高效率，本发明的特征还在于低的热损失，因此，需要小的散热器。结果，对于一定额定功率，采用根据本发明的电源转换器的装置能够设计为带有较小的较廉价的封装。
因为零电流开关，本发明也具有很低的射频干扰(RFI)辐射，并且本发明的特征是，变压器比现有技术开关电源转换器中使用的变压器具有较小的体积和较轻重量。
本发明也很少需要制造困难的高频电路板布置。例如，在本发明中的电路板布置较非谐振设计不苛刻，能够在本发明中使用的电路板的构成不苛刻。因此制造容易，成本降低。
根据本发明，由于谐振频率作为负荷的函数改变，根据本发明的开关电源转换器具有快速动态响应性，本发明也有在声频应用中的优点。
结合附图，通过以下示范实施例的详细说明将更好地理解本发明的上述和其他特征和优点。
图1是根据本发明示范实施例的驱动交流(AC)负荷的谐振电源系统示意电路图；图2是根据本发明替代实施例的驱动直流(DC)负荷的谐振电源系统示意电路图；图3至5是根据本发明替代实施例驱动一个或多个附加负荷的谐振电源系统电路示意图；图6是根据本发明替代实施例具有单一输入电容器的谐振电源系统示意电路图；和图7是根据本发明替代实施例包括可选的补偿电容器和阻尼电阻器的谐振电源系统示意电路图。
具体实施例方式
参照附图1说明本发明示范实施例。栅极激励变压器14包括铁心22，一次线圈24，两个二次线圈20和18，和辅助线圈7。一次线圈24连接在负荷和变压器36的二次之间。第一二次线圈20连接在第一MOSFET 10的栅和源极之间，二次线圈18连接在第二MOSFET 12的栅极和源极之间。辅助线圈7跨一对整流器二极管80和90连接。通过桥整流器34从AC输入32来的整流的电源连接在第二MOSFET 12的源极和第一MOSFET 10的漏极之间。一对电容器30和28彼此串联并且跨整流的电源输入与MOSFET并联。第一MOSFET 10的源极在公共节点38连接到第二MOSFET 12的漏极。测定器线圈24包括在栅极激励变压器14的一次绕组中。测定器线圈24与负荷26串联。测定器线圈24和负荷26跨第二变压器36的二次绕组连接。第二变压器36的一次绕组的一个抽头连接到公共节点38。第二变压器36的一次绕组的另一个抽头连接到在两个电容器30和28之间的节点。
在示范实施例中，根据本发明的谐振开关电源转换器使用变化的频率。作为振荡元件，与由二次线圈20和18形成的电感结合使用电源MOSFET 10和12的固有栅源电容。下面称为基频的一个谐振频率仅取决于栅极激励变压器14的漏感和电源MOSFET 10和12的固有栅源电容。本领域技术人员理解，根据公式f＝1/sqrt(4L*1/2C)，这个振荡器的频率与二倍的单独驱动线圈电感和MOSFET栅源电容的乘积的平方根成反比，这里“f”是以弧度每秒为单位的振荡器频率，“L”是以亨利为单位的驱动线圈电感，“C”是以法拉为单位的MOSFET栅源电容。
下面称为负荷频率的另一个谐振频率仅取决于负荷和变压器36的等效电路谐振频率和二次电流。在示范实施例中，根据本发明的电源转换器总是在该两个频率的较高一个上工作。例如，在负荷电流降低到预定限以下时，电源转换器在基频上开关。在负荷频率在预选择的限以上时，电源以比基频高的负荷频率开关。在正常操作中，在多数时间电源以负荷频率开关，并且与负荷电流同相位开关，从而使得热损失最小，效率最大。在电路在负荷频率操作时，在主变压器36中的二次电流和在零点交叉开关驱动之下，栅极激励变压器14驱动MOSFET。在电源以基频开关时，栅极激励变压器14也驱动MOSFET10和12。
特殊设计栅极激励变压器14以强制该两个电源MOSFET 10和12彼此异相驱动。在这两个电源MOSFET之间的谐振产生要求很小驱动功率的理想的工作条件。这使得在电源中的功率损失最小，产生很高的效率，并且使得电源转换器以无负荷电流工作。
为了正常操作，这样选择栅极激励变压器14的铁心材料是重要的，即，通过漏感和MOSFET 10和12输入电容形成的基频应低于主变压器36的二次漏感和负荷电抗形成的负荷频率。另外，对主变压器36选择的铁心材料应提供这样的特性，即，二次漏感随着较高的磁通密度降低。即，负荷频率随着负荷电流的增加而增加。应这样选择两个电路的特性，使得基频和负荷频率在约最大负荷值的10％时相同，以利于在操作模式之间的平缓交叉转换。
通过响应在负荷26的电抗的改变也保持根据本发明的开关电源的负荷频率。例如，在负荷变成更为电感性质或电容器性质时，则电源的开关频率(负荷频率)降低但是保持零电流开关特性。通过保持电源开关频率与负荷频率同相，负荷电压总是与负荷电流同相。从而使得在主变压器36的铁心和电源MOSFET 10和12上的功率损失最小。这使得能够减小根据本发明的主变压器和开关电源散热器的尺寸。
辅助线圈7用于与整流器二极管80和90结合，以限制二次线圈18和20产生的电压。这通过限制跨MOSFET 10和12的栅极和源极施加的电压提供了保护。这个特性使得不需要防止MOSFET栅极被电压击穿的其他更昂贵的装置。
需要启动电路15以启动在两个MOSFET之间的基频振荡。启动电路是周知的。本领域技术人员能够容易的配置如图1所示的启动电路15。虽然在此说明的每个实施例中要求启动电路15，但是为了清楚起见，在图2至7中未示出该启动电路。
在此说明的本发明的示范实施例配置成提供AC输出。然而，本领域技术人员理解，通过构成替代实施例，对整流DC输出能够保持该转换器的所有优点。图2示出一个这样的替代实施例，其中在输出变压器36的二次和负荷之间设置第一整流器二极管39和适当的滤波器(未示出)，在二极管的输出上设置电容存贮元件40，并且附加第二输出电路。在该第二输出电路中，向主变压器36附加具有与第一输出绕组47相同匝数的第二输出绕组48，向栅极激励变压器14附加与第一测定线圈24相同匝数的第二测定线圈42。除了具有测定线圈42和输出绕组48的相反极性外，在与第一输出电路相同的配置中，第二输出电路与其自己的输出绕组48和测定线圈42连接。在电容器40上的第一整流器二极管39和变压器36的第二输出绕组48之间连接第二整流器二极管41，使得第一39和第二41整流器二极管在相对于负荷26的相同方向取向。从而，第一39和第二41整流器二极管在到主变压器36的驱动信号的相反的相位导通。第一24和第二42测定线圈连接到，与第一39和第二41整流器二极管共同连接的端相反的滤波器中的电容存储贮元件40的端。栅极激励变压器14的第二测定线圈42的连接极性是，使得保持对MOSFET 10和12的正常的交变驱动。
图3示出本发明另一个实施例，其中向主变压器36附加一个或多个辅助负荷线圈100，以向一个或多个附加负荷102提供电源。在此实施例中，第一附加栅极驱动线圈104附加到主变压器，并通过电阻器106连接到第一变压器14中的第二附加栅极驱动线圈108。
在主变压器36中的一个或多个辅助负荷线圈100提供从变压器36来的附加电源抽头或电压。在工业中普遍希望这样的附加电压抽头。从而附加的负荷能够与驱动MOSFET开关控制的主负荷26并联地连接到主变压器。
在主输出卸载时，即，在零电流流过负荷26时，在这个实施例中使用第一和第二附加栅极驱动线圈104、108，有效地驱动连接的附加负荷，驱动MOSFET栅极。如前所述，在主输出卸载时，即使认为转换器将在栅极振荡器频率工作，在MOSFET之间振荡的较小的寄生能量不能够足够快速转变MOSFET，向附加的负荷提供电源的有效开关。
在这样的实施例中，通过向主变压器和栅极激励变压器附加辅助线圈改善效率。这个线圈的功能是向栅极驱动电路提供附加能量和反馈，以增加MOSFET状态之间的转变(迁移)的速度。因为用足够能量驱动MOSFET来快速转变并在饱和的操作区域中(或全接通或全断开)度过最大时间，从而到达峰值效率。在MOSFET驱动辅助负荷时，这避免了否则从缓慢转变造成的热损失。
在一个实施例中，如图4所示，设置附加的栅极驱动线圈104和108和电阻器106，以代替(而不是补充)主负荷26和第一测定线圈24。在这个实施例中，使用接入主变压器36的相应的数目的线圈(Ln)112能够将一个或多个负荷(Zn)110并联附加。因为附加的栅极驱动线圈104、108总是向栅极激励变压器14提供反馈，所以能够在不引起热损失的情况下断开任何或所有这些负荷。
如图5所示，如果需要在所有时间将主负荷26保持接入到电路，在不提供附加栅极驱动线圈的情况下，根据本发明也能够有效地驱动附加的负荷。如果保持这样的限制，附加负荷102能够接入电路或与从电路断开，和/或抽取变化或零电流，而不引起MOSFET 10和12中的热损失。
在向负荷提供AC电源的电路方面说明了在图3至5中示出的实施例，本领域的技术人员应理解，能够以同样的方式增加附加的栅极驱动线圈104和108和电阻器106，使得如图2所示的电路的根据本发明的DC电源电路中的附加负荷高效工作。
在图6所示的本发明的一些实施例中，在输入整流器桥34和主变压器的一次绕组之间只连接单个电容器30。例如，在本发明提供直到约700W至1000W的功率范围的应用中，如所示的在输入整流桥34和主变压器36的一次绕组之间连接的单个电容器30是足够的。本领域技术人员应理解，在较高的功率等级也能够使用大型的单一电容器，但是这样的电容器的大小通常使得他们的使用不实际。
一般有利的是，随根据特定应用的电源需要而选择的各类MOSFET 10和12，使用一种栅极激励变压器14。不是设计具有匹配每个MOSFET特定对的栅极电容的漏感的新的栅极激励变压器14，本领域技术人员应理解的是这样成本较低，即，在MOSFET 10和12的栅极和源极之间安装图7所示的补偿电容器114和116，如上所述，使得补偿的栅极/源极电容与栅极激励变压器的漏感调谐。
在本发明的另一个实施例中，如图7所示，能够在MOSFET 10和12的栅极和栅极激励变压器14之间连接阻尼电阻器118和120，阻尼如本领域周知的寄生振荡。这样的电阻器通常在约小于一欧姆到大于两欧姆的范围。
尽管就向负荷提供AC电源的电路说明了图6至7所示的实施例，但是本领域技术人员应理解，能够以同样方式附加如图6所示的单个输入电容器30，如图7所示的补偿电容器116和114和低值电阻器118和120，以提供如图2所示电路的根据本发明的DC电源电路的设计和制造的灵活性。
尽管就示范的实施例说明了本发明，但是不偏离本发明的范围和精神可以在形式和细节上作出各种改变。
权利要求
1.一种自适应性谐振电源转换器，其包括栅极激励变压器，包括第一测定一次绕组、第一二次绕组和第二二次绕组；第一MOSFET，具有连接到所述第一二次绕组的栅极；第二MOSFET，具有连接到所述第二二次绕组的栅极；所述第一和第二MOSFET跨直流输入源彼此串联，在所述第一MOSFET源极和所述第二MOSFET漏极上它们之间形成公共的MOSFET节点；主变压器，包括一次绕组和第一谐振输出绕组；输入电容器，具有连接到所述第一MOSFET漏极的第一电容器节点和连接到所述主变压器一次绕组的第二电容器节点；所述主变压器一次绕组连接在所述公共MOSFET节点和所述第二电容器节点之间；以及其中，所述第一谐振输出绕组的第一抽头连接到所述第一测定一次绕组的第一抽头，所述第一谐振输出绕组的第二抽头连接到第一负荷的第一负荷终端，所述第一测定一次绕组的第二抽头连接到所述第一负荷的第二负荷终端。
2.如权利要求1所述的转换器，其中，所述开关变压器还包括与一对并行的限压二极管并联的保护二极管绕组，所述限压二极管具有相反的取向。
3.如权利要求1所述的转换器，还包括第一整流器二极管，连接在所述第一谐振输出绕组和所述第一负荷终端之间；第二输出电路，具有与所述第一谐振输出绕组相同匝数的、在所述主变压器上的第二谐振输出绕组；在所述栅极激励变压器上的第二测定一次绕组，具有与所述第一一次输出绕组相同的匝数；其中，所述第二谐振输出绕组的第一抽头连接到所述第二测定一次绕组的第一抽头，所述第二谐振输出绕组的第二抽头通过所述第二整流器二极管连接到第一负荷终端，所述第二测定一次绕组的第二抽头连接到所述第二负荷终端；第二整流器二极管，连接在所述第一负荷终端和所述第二谐振输出绕组之间，使得所述第一和第二整流器二极管在相对于所述负荷的相同方向中取向；和电容器，连接到所述第一和第二二极管的输出。
4.如权利要求1所述的转换器，还包括跨在主变压器上的相应的附加谐振输出绕组连接的一个或多个附加负荷，其中要求所述第一负荷保持在闭路中与所述第一谐振输出绕组和所述第一测定一次绕组连接。
5.如权利要求1所述的转换器，还包括跨在所述主变压器上的相应附加输出绕组连接的一个或多个附加负荷；以及在所述主变压器上的专用谐振输出绕组，所述专用谐振输出绕组可操作地连接到在所述栅极激励变压器上的相应的专用一次测定绕组。
6.如权利要求1所述的转换器，还包括补偿电容器，所述补偿电容器连接在每个MOSFET的栅极和源极之间，提供与所述第一二次绕组和所述第二二次绕组的谐振振荡。
7.如权利要求1所述的转换器，还包括阻尼电阻，所述阻尼电阻在所述MOSFET栅极的每一个和在所述栅极激励变压器上的它的相应的二次绕组之间串联。
8.一种自适应性谐振电源转换器，其包括栅极激励变压器，包括第一测定一次绕组、第一二次绕组和第二二次绕组；第一MOSFET，具有连接到所述第一二次绕组的栅极；第二MOSFET，具有连接到所述第二二次绕组的栅极；所述第一和第二MOSFET跨直流输入源彼此串联，在所述第一MOSFET源极和所述第二MOSFET漏极上它们之间形成公共的MOSFET节点；输入电容器，跨所述直流输入源连接，具有连接到所述第一MOSFET漏极的第一电容器节点和连接到所述第二MOSFET源极的第二电容器节点；主变压器，包括一次绕组和第一谐振输出绕组；所述主变压器一次绕组连接在所述公共MOSFET节点和所述第二电容器节点之间；其中，所述第一谐振输出绕组的第一抽头连接到所述第一测定一次绕组的第一抽头，所述第一谐振输出绕组的第二抽头连接到第一负荷的第一负荷终端，所述第一测定一次绕组的第二抽头连接到所述第一负荷的第二负荷终端；其中，所述栅极激励变压器还包括保护二极管绕组，所述保护二极管绕组与一对并行限压二极管并联，所述限压二极管具有相反的取向；补偿电容器，连接在每个MOSFET的栅极和源极之间，提供与所述第一二次绕组和第二二次绕组的谐振振荡；和阻尼电阻，串联连接在所述MOSFET栅极的每一个和在所述栅极激励变压器上的它的相应二次绕组之间。
9.如权利要求3所述的转换器，还包括跨在主变压器上的相应的附加输出绕组连接的一个或多个附加负荷，其中要求所述第一负荷保持在闭路中与所述第一谐振输出绕组和所述第一测定一次绕组连接。
10.如权利要求3所述的转换器，还包括跨在所述主变压器上的相应附加输出绕组连接的一个或多个附加负荷；以及在所述主变压器上的专用谐振输出绕组，所述专用谐振输出绕组可操作地连接到在所述栅极激励变压器上的相应的专用一次测定绕组。
11.如权利要求3所述的转换器，还包括补偿电容器，所述补偿电容器在每个MOSFET的栅极和源极之间连接，提供与所述第一二次绕组和所述第二二次绕组的谐振振荡。
12.如权利要求3所述的转换器，还包括阻尼电阻器，所述阻尼电阻器在所述MOSFET栅极的每一个和在所述栅极激励变压器上的它的相应的二次绕组之间串联。
13.如权利要求3所述的转换器，其中，所述开关变压器还包括保护二极管绕组，所述保护二极管绕组与一对并行限压二极管并联，所述限压二极管具有相反的取向。
14.一种自适应性谐振电源转换器，其包括栅极激励变压器，包括第一测定一次绕组、第一二次绕组和第二二次绕组；第一MOSFET，具有连接到所述第一二次绕组的栅极；第二MOSFET，具有连接到所述第二二次绕组的栅极；所述第一和第二MOSFET跨直流输入源彼此串联，在所述第一MOSFET源极和所述第二MOSFET漏极上它们之间形成公共的MOSFET节点；第一和第二输入电容器，跨所述直流输入源彼此串联，它们之间形成公共电容器节点；主变压器，包括一次绕组和第一谐振输出绕组；所述一次绕组连接在所述公共MOSFET节点和所述公共电容器节点之间；以及其中，所述第一谐振输出绕组的第一抽头连接到所述第一测定一次绕组的第一抽头，所述第一谐振输出绕组的第二抽头连接到第一负荷的第一负荷终端，所述第一测定一次绕组的第二抽头连接到所述第一负荷的第二负荷终端。
15.如权利要求14所述的转换器，还包括第一整流器二极管，连接在所述第一谐振输出绕组和所述第一负荷终端之间；电容器，所述电容器从所述第一负荷终端到所述第二负荷终端跨所述负荷连接；第二输出电路，具有与所述第一谐振输出绕组相同匝数的在所述主变压器上的第二谐振输出绕组；在所述栅极激励变压器上的第二测定一次绕组，具有与所述第一一次输出绕组相同的匝数；其中，所述第二谐振输出绕组的第一抽头连接到所述第二测定一次绕组的第一抽头，所述第二谐振输出绕组的第二抽头通过所述第二整流器二极管连接到第一负荷终端，所述第二测定一次绕组的第二抽头连接到所述第二负荷终端；第二整流器二极管，在所述第一负荷终端和所述第二谐振输出绕组之间连接，使得所述第一和第二整流器二极管在相对于所述负荷的相同方向中取向。
16.如权利要求14所述的转换器，还包括跨在所述主变压器上的相应的附加输出绕组连接的一个或多个附加负荷，其中要求所述第一负荷保持在闭路中与所述第一谐振输出绕组和所述第一测定一次绕组连接。
17.如权利要求14所述的转换器，还包括跨在所述主变压器上的相应附加输出绕组连接的一个或多个附加负荷；和在所述主变压器上的专用谐振输出绕组，所述专用谐振输出绕组可操作地连接到在所述栅极激励变压器上的相应的专用一次测定绕组。
18.如权利要求14所述的转换器，还包括补偿电容器，所述补偿电容器在每个MOSFET的栅极和源极之间连接，提供与所述第一二次绕组和所述第二二次绕组的谐振振荡。
19.如权利要求14所述的转换器，还包括阻尼电阻器，所述阻尼电阻器在所述MOSFET栅极的每一个和在所述栅极激励变压器上的它的相应的二次绕组之间串联。
20.如权利要求14所述的转换器，其中所述开关变压器还包括保护二极管绕组，所述保护二极管绕组与一对并行限压二极管并联，所述限压二极管具有相反的取向。
21.如权利要求15所述的转换器，还包括跨在所述主变压器上的相应的附加谐振输出绕组连接的一个或多个附加负荷，其中要求所述第一负荷保持在闭路中与所述第一谐振输出绕组和所述第一测定一次绕组连接。
22.如权利要求15所述的转换器，还包括跨在所述主变压器上的相应附加输出绕组连接的一个或多个附加负荷；以及在所述主变压器上的专用谐振输出绕组，所述专用谐振输出绕组可操作地连接到在所述栅极激励变压器上的相应的专用一次测定绕组。
23.如权利要求15所述的转换器，还包括补偿电容器，所述补偿电容器在每个MOSFET的栅极和源极之间连接，提供与所述第一二次绕组和所述第二二次绕组的谐振振荡。
24.如权利要求15所述的转换器，还包括阻尼电阻器，所述阻尼电阻器在所述MOSFET栅极的每一个和在所述栅极激励变压器上的它的相应的二次绕组之间串联。
25.如权利要求15所述的转换器，其中，所述开关变压器还包括保护二极管绕组，所述保护二极管绕组与一对并行限压二极管并联，所述限压二极管具有相反的取向。
26.一种开关电源转换器，包括具有一对绕组的栅极激励变压器，所述一对绕组具有适于与电源MOSFET的相应对的栅源电容谐振的漏感。
27.如权利要求26所述的开关电源转换器，其中，通过在所述电源MOSFET之间的能量的振荡来控制开关。
28.如权利要求26所述的开关电源转换器，还包括在所述栅极激励变压器上的测定绕组，其与所述转换器的输出串联。
29.一种驱动开关电源转换器的方法，其包括将栅极激励变压器的一对绕组的漏感与电源MOSFET的相应对的栅源电容匹配。
30.如权利要求29所述的方法，还包括用所述栅极驱动电容中的测定线圈测定转换器负荷。
31.一种开关电源转换器，包括用于在电源MOSFET对之间谐振振荡的装置。
32.如权利要求1的开关电源转换器，其中所述装置包括匹配的寄生阻抗。
全文摘要
谐振开关电源系统以两种谐振频率工作。第一频率取决在输出变压器的二次漏感和电容器。因为负荷改变使得漏感变化所以第一频率随着负荷改变而变化。第二谐振频率取决于电路中的两个MOSFET电源装置的栅源电容和电路的激励变压器的漏感。从而，供给的电源总是与负荷同相，以致电源的开关发生在电流接近为零时。从而取得高热效率。
文档编号H05B39/04GK1771655SQ200380109439
公开日2006年5月10日 申请日期2003年12月31日 优先权日2002年12月31日
发明者徐德平, 迈克尔·S·丹尼尔森 申请人:阿波吉技术公司