能减小无功电流振荡的电子镇流器的制作方法

专利名称：能减小无功电流振荡的电子镇流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有输入电容的电子镇流器，该电子镇流器具有用于
在具有集成或寄生电感的相位控制调光器(Phasenanschnittdimmer ) 上驱动放电灯、如低压放电灯的升压斩波器(Hochsetzsteller )。
背景技术：
用于驱动放电灯的电子镇流器在很多应用中都是公知的。通常该 电子镇流器包含整流电路用于对交流供电电压进行整流并且对通常称 为中间电路电容器的电容器充电。在该电容器上的直流电压用于向驱 动放电灯的变流器或逆变器(下面称为逆变器)供电。原则上逆变器 从经过整流的交流供电电压或直流供电电压中产生用于以高频电流运 行的放电灯的供电电压。类似的装置对其它灯类型也是公知的，例如 以卣素灯的电子变压器的形式。
升压斩波器电路可以用于减少放电灯的电网电流谐波。升压斩波 器具有存储扼流圏、开关元件、二极管和中间电路电容器。该中间电 路电容器例如通过逆变器电路向放电灯供电。
这种升压斩波器如下工作电网交流电压在整流器中转换为脉冲 式的直流电压。在该脉冲式直流电压的供电电位和中间电路电容器之 间连接存储扼流圏和二极管。开关元件在接通状态中负责将存储扼流 圈中的电流一直升高到一可调节的值，即断开电流阈值。二极管在该 开关元件断开之后将流入存储扼流團的电流导向中间电路电容器。
在EP1465330A2中描述了升压斩波器在放电灯的镇流器中的使用。
用于控制功率的相位控制调光器同样是公知的。相位控制调光器 向负载提供周期性的电网供电电压。但在每个半周期中该电网供电电 压要在可调节的时间之后才提供给负载。
通常相位控制调光器包括一个三端双向可控硅开关元件作为控制 从供电电网到负载的电流的开关元件。利用这样的开关元件使得可以从一个电网半波内的一个可调节的时刻开始从电网向负载供应电流。 在相位控制调光器的输出端提供一个电压，该电压在第一时间段内、也就是在相位选通(Phasenanschnitt )中为0，而在第二时间段内基 本上等于调光器的输入电压。
为了避免无线电干扰，很多相位控制调光器包括一个与开关元件 串联的电感。在相位控制调光器和电容负载之间可以额外地出现寄生 电感，即使在调光器中没有集成相应的元件，该寄生电感例如通过导 线电感引起。在这个含义下理解在下面的文本中提出的"相位控制调 光器中的电感"。

发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种用于可调光的放电灯的电子 镇流器，其在运行特性方面得到了改善。
本发明涉及一种包括具有开关元件和输入电容的升压斩波器的电 子镇流器，用于在具有与电源串联作用的电感的相位控制调光器上运 行，其特征在于，在一个电网半波内调节升压斩波器在相位控制调光 器中的电感去磁期间的运行参数，该去磁期间是在相位选通结束之 后，使得与升压斩波器在调光器的电感去磁之后的运行相比，有间或 增大的电流流过升压斩波器。
本发明的优选实施方式在从属权利要求中给出并在下面详细描述。该公开既涉及本发明的方法类也涉及装置类。
用于驱动放电灯的电子镇流器通常具有有效的输入电容。本发明 基于以下考虑电子镇流器的有效输入电容和与电源串联作用的相位 控制调光器的电感一起构成一个振荡电路，并且在该输入电容上可能 出现电压的过冲。这样的电压振荡可能在于相位控制调光器上运行时 干扰放电灯的电子镇流器的运行特性。
具体地说，在相位选通结束时相位控制调光器中的开关元件进入 导通状态；此后镇流器的输入电容被充电到供电电压的瞬时值。输入 电容的这种充电通过相位控制调光器的电感进行，该电感确定了电流 的上升。输入电容上的电压首先达到供电电压的瞬时值，然后又超过 该瞬时值。其发生是因为相位控制调光器中的电感现在去磁了，并且 电流保持在原始的电流方向上。如果相位控制调光器中的电感去磁而且输入电容上的电压大于所施加的供电电压，则没有电网电流流过镇 流器，直到输入电容上的过电压通过放电消除为止。
通常作为开关元件在相位控制调光器中使用的三端双向可控硅开 关元件需要一定的保持电流，也就是将该开关元件设置在导通状态 下，从而需要用于维持导通性的最小电流。如果缺乏该最小电流，则 三端双向可控硅开关元件又截止。如果短时间内没有电网电流流过相 位控制调光器，则可能三端双向可控硅开关元件从导通状态转换到截 止状态。上述无功电流振荡可能产生这样的电网电流中断。
电网电流的中断是可以防止的。为此在相位控制调光器中的电感 去磁期间引入间或增大的电流流过升压斩波器，即在通过该去磁定义 的时间段内。"期间"在整个文本中都应当在上述含义下理解。所述 电流对输入电容放电，该输入电容上的电压重新下降到供电电压的瞬 时值水平。对输入电容放电的电流必须大到足以在相位控制调光器中 的电感完全去磁之前消除输入电容上的电压过冲。
升压斩波器可以在不同的运行模式下运行，其中首先要区分不连 续运行和连续运行。通常升压斩波器一直在不连续模式下运行。也就 是说，升压斩波器中的开关元件要在升压斩波器的存储扼流團完全去 磁以及不再有电流流过存储扼流圏时才会接通。在这种运行方式中开 关损耗最小。
如果在存储扼流圏完全去磁之前都不能等到升压斩波器中的开关 元件接通，则称为连续运行。也就是说，开关元件在低于流过存储扼 流围的电流阈值一接通电流阈值一时接通。该接通电流阈值可以不同 程度地高，而且在升压斩波器的每次循环中都采用另一个值。
在优选的实施方式中，升压斩波器在相位控制调光器中的电感去 磁期间用与升压斩波器在相位控制调光器中的电感去磁结束之后的运 行相比间或增大的接通电流阈值运行。由此可以明显增大在该时间段 中流过升压斩波器的电流。虽然通过这些措施升压斩波器中的开关损 耗有时会增加，但是在这些电网半波期间的平均损耗不大。
也就是说在最简单的情况下，在相位控制调光器中的电感去磁期 间升压斩波器工作在连续运行模式下，在这段时间结束之后立即或者 延迟地过渡到不连续运行模式。
上述实施方式尤其是还包含以下情况在相位控制调光器中的电
感去磁结束之后不是转换到升压斩波器的不连续运行，而是留在升压 斩波器中开关元件的的接通电流阈值更小的连续运行模式中。
在另一个优选实施方式中，尤其是与上述措施组合地提高升压斩 波器的开关元件在相位控制调光器的电感去磁期间的断开电流阈值。 利用该措施也可替换或补充连续运行地明显提高流过升压斩波器的电 流。
优选的，在相位控制调光器中的电感充磁期间减小或甚至中断流 过升压斩波器的电流。由此不可能或只很小地流过对输入电容放电的 电流。由此可以减少相位控制调光器中电感的充磁，并由此将存储在 电感中的能量减少至最小值。在相位控制调光器的电感中存储的能量 越少，输入电容上的电压过冲就越小。
在本发明上述方面的其它优选实施方式中，通过将升压斩波器的 断开电流阈值选择为比升压斩波器在调光器的电感充磁结束时的运行 更小，来减小在相位控制调光器的电感充磁期间流过升压斩波器的电流。由此升压斩波器吸收更小幅度的电流；流过相位控制调光器的电 感的平均电流由此可以调节得非常小，甚至消失。
但在另一优选实施方式中，断开电流阈值从在相位控制调光器中 的电感充磁期间流过开关元件的0电流或很小的电流开始上升，从而 由升压斩波器消耗的电流也随着升压斩波器的逐个开关周期而增大。 例如，在相位控制调光器的电感充磁结束时升压斩波器的断开阈值可 以在该电感充磁结束之后的时间达到更高的断开阈值。通过断开电流 阈值的逐渐增大，可以减小负载电流振荡。
在替换的、同样优选的实施方式中，升压斩波器的开关元件在电 感充磁期间持续截止。由此不可能流过对输入电容放电的电流。
一个优选的实施方式具有用于以测量技术获取相位选通的结束、 相位控制调光器中电感去磁的开始以及该电感去磁的结束的电路装 置。这3个时刻确定两个相关的时间段，在本发明的该实施方式中在 这两个时间段期间引起输入电容上电压过高的降低。在相位选通结束 和输入电容上的电压等于供电电压瞬时值的时刻之间，相位控制调光 器中的电感被充磁；从该时刻起该电感被去磁。
所述电路装置优选包括由两个差分器组成的串联电路，这些差分 器例如与输入电容并联连接。第二差分器的输出电压与输入电容上的电压的第二导数一致并且具有以下特性该输出电压在相位控制调光 器的电感充磁期间具有与该电感去磁期间不同的符号。由此确定两个 相关的时间段，并且可以将第二差分器的输出信号用于调节升压斩波 器的运行参数。第二差分器的输出电压可以通过两个阈值元件转换为 对应于逻辑状态0和1的信号。如果第二差分器的输出电压具有第一 符号，则第一阈值元件的输出信号例如是逻辑1，相应地也适用于第二 阈值元件和在笫二差分器的输出端上给出另一符号电压的时间。优选 的，该阈值元件是施密特触发器。
通常输入电容上的电压通过升压斩波器功能而与一个高频的、比 较小的交流电压叠加。该高频振荡由第一差分器去掉，第二差分器有 时不会提供有意义的结果。因此本发明的一个优选实施方式在于一个 峰值采集电路借助峰值采集平滑输入电容上的电压的第一导数。由 此提高接下来的差分的质量。
上面描述的用于确定相关时间段的电路装置在原理上执行了对输 入电容上的电压波形的测量技术采集。因此，通过这些电路可以在不 同的情况下可靠地确定所述相关时间段。这些电路可以用于由输入电 容和相位控制调光器的电感组成的不同组合，因为该电路测量输入电 容上的电压变化，就这点而言不包含关于输入电容、相位控制调光器 的电感或在相位选通结束时输入电容上的电压变化的假设。
本发明人确信，在市面上销售的调光器的电感值位于比较小的范 围内。此外，输入电压上的电压过冲可以通过补充措施(参见下面和 权利要求14)限制。如果输入电容上的电压过沖不是这样构成，则在 相位选通结束时的相关时间段也不会变化如此强烈。
在这种情况下不一定需要对输入电容上的电压波形进行测量技术 采集。
在本发明的优选实施方式中，电子镇流器具有用于检测相位选通 的结束的阈值元件，和第一时间元件，该第一时间元件预先给定第一 固定时间并在相位选通结束时由阈值元件置位。
为此例如向所述阈值元件输入经过整流的交流供电电压，必要时 通过分压器输入。在相位选通期间，阈值元件的输出信号相当于逻辑 0，而紧接在相位选通结束之后该输出信号就跳至逻辑1。通过该跳跃 可以将第一时间元件置位，该第一时间元件在恒定的预定时间、即保持时间内保持置位。此后该第一时间元件可以独立地复位。时间元件 的预定保持时间可以通过对相关时间段之一求平均值来确定，该平均 值考虑了尽可能多的市面上销售的调光器。包含该电路的电子镇流器 的输入电容是制造商已知的，并且可以在第一时间元件的保持时间中 相应地加以考虑。
第一时间元件可以例如预先给定在相位选通结束时最多等于相位 控制调光器中电感充磁的持续时间的时间。其相当于供电电压大于输 入电容上的电压的时间。如果这段时间结束，则按照本发明可以有间 或增大的电流流过升压斩波器。此外，当然还可以这样调节升压斩波 器的运行参数，使得在相位控制调光器中的电感充磁期间只有特别小 的电流流过升压斩波器。
优选的，电子镇流器具有两个时间元件。两个时间元件可以在相 位选通结束时通过同一阈值元件置位，但是具有不同的保持时间。通
过这种方式例如可以借助"与"逻辑连接给出3个与电子镇流器的运 行相关的时间段。
优选的，第一时间元件的第一固定时间段随着相位选通的结束而 开始，并且最多持续到相位控制调光器中的电感充磁结束。第二时间 元件的第二固定时间段同样随着相位选通的结束而开始，并且至少持
续到输入电容上的电压过冲完全消除为止。
通过第一固定时间段和第二固定时间段的"与"逻辑连接，可以 定义一个随着第一时间段的结束而开始并且随着第二时间段的结束而 结束的时间段。理想情况下，该时间段随着相位控制调光器中的电感 充磁结束而开始，并且在输入电容上的电压过沖完全消除之后结束。
优选的，阈值元件是施密特触发器。
优选的，在使用升压斩波器中的开关元件的接通电流阈值增大的 升压斩波器运行模式时一这是在相位控制调光器中的电感去磁期间， 緩慢地过渡到接着用减小的接通电流阈值运行的模式。也就是说，升 压斩波器中的开关元件的接通电流阈值分布在升压斩波器的几个电流 消耗周期上而减小。由此可以降低其它负载电流振荡。
到此为止描述了如何借助调节流过升压斩波器的电流的时间变化 来降低无功电流振荡。作为附加的本发明措施，可以通过在相位选通 结束之前合适地对输入电容充电或放电来减小无功电流振荡，由此可以另外量化地降低对相位控制调光器中的电感充电的电流。使得无功 电流减小得以实现的镇流器更为有效地衰减了无功电流振荡。
因为电压过冲尤其是在输入电容上的电压在相位选通结束时明显 低于供电电压的瞬时值时形成。在此和在下面的文本中，"在相位选 通结束时的供电电压的瞬时值，，应理解为，镇流器上或相位控制调光 器上的供电电压已经完全建立起来。
如果输入电容上的电压在此时大于供电电压的瞬时值，则一直都 没有电流流过调光器，直到输入电容通过流过负载的电流放电到其电 压等于供电电压的瞬时值为止。但在这段时间内相位控制调光器中的 开关元件可以断开。
因此在运行时要避免两种情况。
镇流器的供电电压和镇流器的输入电容上的电压之间的差在相位 选通结束时越大，在调光器的电感上降落的电压就越大。在调光器的 电感充磁期间流过的电流在输入电容上的电压小于负载上的供电电压 时一直都在增加。
在调光器中的电感充磁开始时减小该差值会降低该电感上最初的 电压。由此会另外减小对电感充磁并且产生输入电容上的电压过沖的 相应无功电流。
为此通过在一个电网半波的相位选通结束之前的加载过程(充电 或放电过程)将输入电容加载到最多等于供电电压在相位选通结束时 的瞬时值。但是输入电容上的电压此时不应当超过供电电压的该值， 否则就不能保证连续的电网电流。
供电电压在一个电网半波内的相位选通结束时的瞬时值事先是不 知道的。本发明因此具有一个存储装置，用于存储供电电压在相位选 通结束时的预测值，该预测值是从一个或多个先前的电网半波中获得 的。下面介绍这种存储装置的优选实施。供电电压在相位选通结束时 的瞬时值的预测值因此在下一个电网半波中用于对输入电容主动充电 或放电，使得输入电容上的电压最大达到所存储的值。
优选的，本发明具有用于存储来自一个或多个先前的电网半波中 供电电压在相位选通结束时的瞬时值的装置。但是，供电电压在一个 先前的电网半波的相位选通结束时的瞬时值不必与供电电压在随后的 一个电网半波的相位选通结束时的瞬时值相同，这更多地涉及供电电压值的预测，如在上面解释的。
如果已经存储了一个值的电网半波还没有位于太多的电网半波之 后，则可以假定所存储的值对于当前的电网半波来说非常近似。这是 因为相互连续的电网半波之间的相位选通的变化通常发生得比较緩 慢。
如果输入电容恰好加载到供电电压在相位选通结束时的值，则最 有效地减小无功电流振荡。但是为了保证输入电容上的电压不会大于 相位选通结束时的供电电压，将输入电容加载到稍小于所存储的预测 值的电压值。
在实际中有效的是，将输入电容上的电压调整为在相位选通结束时的供电电压的90 - 95 %。但是用从50%开始的值就已经可以工作 了。
在本发明的优选实施方式中，在每个电网半波中重新存储供电电 压在相位选通结束时的预测值，并且分别用于随后的电网半波。
优选的，所述存储装置存储供电电压在相位选通结束之后的一个 时间窗内的瞬时值。为此在本发明的优选实施方式中采用峰值采集电 路。该时间窗例如可以用于对电容器加载，但是与正弦供电电压相比 非常短。
所述时间窗优选这样设置，使得其在一个从相位控制调光器的导 通开始并在输入电容上的电压达到供电电压的瞬时值时结束的时间段 内打开和关闭。由此尤其是排除了存储一个大于在调光器导通时的供 电电压的值的情况。
在对调光器和灯首次施加供电电压时不能排除无功电流振荡，因 为还没有存储预测值。但在几个半波之后达到稳定状态。
在本发明的优选实施方式中，时间窗的长度通过单稳态触发器确 定。这通过来自电子镇流器的控制电路的信号置位，并且在给定的时 间之后再复位。例如电流开始流过升压斩波器的存储扼流圈可以触发 单稳态触发器的置位。单稳态触发器限定用于存储供电电压在相位选 通结束时的瞬时值的时间窗，例如借助通过单稳态触发器控制的开 关。
时间窗在另一个优选的实施方式中借助由电容器和电阻组成的差 分器来预先给定。该差分器通过来自镇流器的控制电路的信号的边缘
启动。在该边缘之后在差分器的电阻上出现电压跃变，接着是指数衰 减。指数衰减的时间常数通过差分器中的电阻和电容器的大小确定。 该指数衰减限定用于存储供电电压的瞬时值的时间窗。
用于确定时间窗和存储供电电压在相位选通结束时的预测值的另
一个优选实施方式基于以下关系在调光器中的电感充磁结束时，输 入电容上的电压的瞬时值等于供电电压的瞬时值。由于自从相位选通 结束以来供电电压几乎没有改变，因此输入电容上的电压大致等于供 电电压在相位选通结束时的瞬时值。调光器中电感充磁的结束时刻对 应于镇流器的输入电容上的电压的第二导数的过零点，并且很容易确 定，必要时也很容易估计(如在图12之后的实施例中所述)。在这种 情况下可以存储此时镇流器的输入电容上的电压作为预测值。
优选的，本发明的实施方式具有比较装置。该比较装置将来自存 储装置的值与输入电容上电压的当前值比较。在相位选通结束之前， 比较装置控制升压斩波器的控制电路，然后升压斩波器相应地对输入 电容放电。如果例如输入电容上的电压大于所存储的值，则对输入电 容放电。在该实施例中具体描述了比较装置的输出信号如何用于控制 输入电容的加载过程。
优选的，通过在相位选通结束之前启动升压斩波器来对输入电容 放电。
优选的，输入电容由中间电路电容器加载。为此可以用一个电阻 桥接连接在中间电路电容器的供电电位一端的接头和输入电容的供电 电位一端的接头之间的二极管。存在具有多个连接在中间电路电容器 的供电电位一端的接头和输入电容的供电电位一端的接头之间的二极 管的升压斩波器的结构形式；在此可以桥接一个或多个二极管。
为了将输入电容加载到存储在存储装置中的值需要一个控制装 置。如果不适合添加这样的控制装置，则可以首先由中间电路电容器 对输入电容剧烈地充电，使得输入电容上的电压在任何情况下都过 高。然后可以启动升压斩波器以便对输入电容放电到期望的值(最多 等于预测值)。
对各个特征的上述和下面的描述涉及电子镇流器，以及涉及集成 了本发明的电子镇流器的放电灯。此外针对各个特征的描述还涉及本 发明的用于运行电子镇流器的方法。即使不详细解释也适用。
因此，本发明原则上还涉及一种在具有与电源串联作用的电感的 相位控制调光器上运行电子镇流器的方法，该电子镇流器包括具有开 关元件和输入电容的升压斩波器，其特征在于，在一个电网半波内调 节升压斩波器在相位控制调光器中的电感去磁期间的运行参数，该去 磁期间是在相位选通结束之后，使得与升压斩波器在调光器的电感去 磁之后的运行相比，有间或增大的电流流过升压斩波器。


下面借助实施例详细解释本发明。在此公开的各个特征还可以其 它对本发明重要的组合形式存在。以上和以下的描述涉及本发明的装 置类和方法类而无需再详细提及。
图1示意性示出一个升压斩波器作为具有前置相位控制调光器的 电子镇流器的部件。
图2为根据现有技术的电子镇流器示意性示出供电电压UIN、负载 的输入电容上的电压UC、电网电流IN和流过升压斩波器的平均电流 ILH。绘制出3个相关的时间段T1、 T2、 T3。
图3为具有用于减小无功电流的第一装置的电子镇流器示意性示 出供电电压UIN、负载的输入电容上的电压UC、电网电流IN和流过升 压斩波器的平均电流ILH。绘制出两个相关的时间段T1、 T2。
图4示出用于根据图3减小无功电流振荡的第一电路装置。
图5示出图4的电路装置的相关电压变化曲线。
图6示出用于根据图3减小无功电流振荡的第二电路装置。
图7示出用于根据图3减小无功电流振荡的第三电路装置。
图8示出图7的电路装置的相关信号变化曲线。
图9为根据现有技术的电子镇流器示意性示出供电电压UIN、负载 的输入电容C上的电压UC、调光器的电感上的电压UL和电网电流IN。 绘制出3个相关的时间段T1、 T2、 T3。
图10a、 b示意性示出在对输入电容C放电和充电期间输入电容C 上的电压UC的变化曲线以及供电电压UIN。
图11为具有用于减小无功电流的第二装置的电子镇流器示意性示 出供电电压UIN、负载的输入电容C上的电压UC、调光器的电感上的 电压UL和电网电流IN。绘制出3个相关的时间段T1、 T2、 T3。
图12a示出用于存储预测值和将一个预测值与输入电容C上的电 压UC比较的电路装置。
图12b示出图12a的电路装置的变形。
图13示出图1的电路装置的变形。
具体实施例方式
图1示意性示出一个升压斩波器作为紧凑性荧光灯CFL的电子镇 流器的部件。
在电子镇流器之前连接了相位控制调光器DIM。该相位控制调光器 具有由三端双向可控硅开关TR和电感LP组成的串联电路。该串联电 路串联到电子镇流器的交流电压供电导线中。另一个交流电压供电导 线穿过相位控制调光器DIM。如果三端双向可控硅开关TR导通，则在 三端双向可控硅开关TR和电感LP之间的节点与另一个交流电压供电 导线之间给出供电电压UIN。相位控制调光器DIM的输出端与电子镇流 器的整流器GL的输入端连接。
升压斩波器通过电容器C、中间电路电容器CH、 二极管DH、存储 扼流圈LH和开关元件SH—在此是MOSFET—形成。
通常升压斩波器还包括未在此示出的用于控制开关元件SH的控制 电路。例如可以采用EP1465330A2中描述的控制电路。
通过整流器GL经过存储扼流圏LH和二极管DH对中间电路电容器 CH加载。该中间电路电容器例如通过逆变器电路INV向紧凑性焚光灯 CFL供电。
该电路如下工作电网交流电压在整流器GL中转换为脉沖式直流 电压。该整流器GL在直流电压端与用于去掉无线电干扰的电容器C并 联。在正极引线中接入存储扼流圈LH。开关元件SH在接通状态时负责 将存储扼流圏LH中的电流一直升高到可调节的值。二极管DH在开关 元件SH断开之后将引入存储扼流圏LH中的电流导向中间电路电容器 CH。
首先描述如何借助对流过升压斩波器的电流ILH的时间变化的调 节来减小无功电流振荡。
在图2中为根据现有技术的电子镇流器示出供电电压UIN、负载的 输入电容上的电压UC、电网电流IN和流过升压斩波器的平均电流ILH。绘制出3个相关的时间段T1、 T2、 T3。
相位选通的结束限定了第一时间段Tl的开始。开始有电流IN从 供电电网流过调光器。电流IN的上升通过调光器的电感确定。输入电 容C上的电压UC增大。只要输入电容C上的电压UC等于供电电压UIN 的瞬时值，时间段T1就结束。
在第二时间段T2中通过相位控制调光器的串联电感L继续对输入 电容C充电。电感L的完全去磁限定时间段T2的结束。虽然在时间段 T2中输入电容C上的电压高于供电电压UIN，但是还继续流过电网电 流IN，因为相位控制调光器中的电感已经去磁并且保持IN在相同方向 的5危动。
在第三时间段T3中首先从输入电容C向电源返回一个较小的电流 IN，因为整流二极管在截止方向整流。通过流过升压斩波器的电流ILH 输入电容C上的电压下降并接着达到供电电压的瞬时值。这一时刻对 应于时间段T3的结束。
在上面描述的情况中，在时间段T3中会导致不会有电流IN流过。 其结果是当相位控制调光器使用三端双向可控硅作为开关元件时该相 位控制调光器断开。三端双向可控硅需要一定的保持电流来保持接 通。
在图3中为具有用于减小无功电流的对流过升压斩波器的电流 ILH的控制装置的电子镇流器示出供电电压UIN、负载的输入电容C上 的电压UC、电网电流IN和流过升压斩波器的平均电流ILH。绘制出两 个相关的时间段T1、 T2。
与图2的情况不同，在图3的电子镇流器中在时间段T1期间没有 电流ILH流过升压斩波器，因为图1的升压斩波器的开关元件SH长时 间截止。由此可以将相位控制调光器的串联电感的充磁最小化。
在时间段T2中，在此期间相位控制调光器中的电感L去磁并且将 存储在电感中的能量传送给电容负载，就有电流ILH流过升压斩波器。 电流ILH必须大到使得不会象在图2中那样剧烈形成输入电容C上短 暂的电压过沖。为此必须在时间段T2中使得由ILH传输的能量大于在 时间段T2开始时存储在相位控制调光器的串联电感L中的能量。
通过与不连续运行模式相反使得升压斩波器间或在连续运行模式 中运行，可以提高时间段T2内的电流。
通过图2和图3的比较，可以看出在本发明中流过升压斩波器的 电流ILH在时间段T1中剧烈减小，而在时间段T2中剧烈增大。在T2 结束时在本发明中没有中断来自电源的电流IN。时间段T3取消了。相 位控制调光器没有断开。
此外上面的结果还可以通过提高断开电流阈值来达到。如果升压 斩波器用增大的断开电流阈值工作，则在电流吸收周期内有更大的平 均电流流过存储扼流團。为了不致于使存储扼流圈饱和，存储扼流團 的参数必须设置得不同。
图4示出用于采集时间段T1和T2的边界的电路装置。
负载的输入电容C与一个包括电容器C2和电阻Rl的串联电路并 联。电阻Rl与一个包括电容器C3和电阻R2的串联电路并联。R2和 C3之间的连接节点与阈值元件连接，该阈值元件具体地是两个施密特 触发器ST1和ST2，阈值元件的输出标记出时间段T1和T2。
图5示出图4的电路装置的相关电压变化曲线。
为了描述图5中的电压变化，假定跃变函数作为供电电压UIN。关 于供电电压UIN的该假定是对经过相位选通的供电电压在感兴趣的时 间刻度上的实际时间变化的良好近似。此外在下面的考察中忽略流过 升压斩波器的电流ILH。该电流对于观察在相位控制调光器导通时的振 荡过程来说意义不大。
图5在最上面的图中示出供电电压UIN和电容输入负载上的电压 UC的变化曲线。与图2、 3、 9、 11不同的是，电压UC不是作为线性 函数示意性示出，而是大致按照实际地示出。
Rl上的电压UR1与加载输入电容C的电流成正比。这样设计Rl 和C2的参数，使得UR1与UC的时间变化的第一导数一致。在由R2和 C3组成的第二差分串联电路中这样设计R2和C3，使得在电阻R2上降 落等于电压UC的时间变化的第二导数的电压。
替换地，为了确定第一导数可以将电阻R1与输入电容C串联并弃 用电容器C2。
在R2上的电压降等于施加在输入电容C上的电压UC的第二导数， 而且该电压降被输入两个施密特触发器。第一施密特触发器ST1产生 输出电压USTA1，该电压在时间段Tl中假定为正值。在时间段T1期 间UC的第二导数是正的。在Tl之外USTA1与参考电位一致。第二施
密特触发器ST2产生输出电压USTA2，该电压在时间段T2中假定为正 值。在时间段T2期间UC的第二导数是负的。在T2之外USTA2与参考 电位一致。
输入电容上的电压UC可以与高频交流电压叠加。通过包括电容器 C2和电阻Rl的串联电路的差分，首先去掉高频交流电压分量。电压 UR1对后面的差分器来说可能不再能得到有意义的分析。
图6示出相应改善的电路装置。第二差分器的电容器C3不再直接 与Rl和C2的连接节点连接，而是通过包括二极管Dl和电阻R3的并 联电路与该连接节点连接。这样确定该二极管的极性，使得电流从C2 通过该二极管流向C3，但是没有电流从C3流向C2。此外釆用另一个 与包括C3和R2的串联电路并联的电容器C4。利用该峰值采集电路平 滑输入电容上的电压UC的第一导数。在电容器C4中通过二极管Dl存 储R1上的电压的峰值。通过R3可以对C4緩慢地放电。
图7示出本发明用于预先给定时间段T1和T2的估计的电路装置。
在整流器GL的直流电压输出端之间接入由电阻R4和电阻R5组成 的分压器。通过分压器R4、 R5升压斩波器输入电压UINL降落。分压 器R4、 R5与由二极管DC和输入电容C组成的串联电路并联。如果在 输入电容上存在大于升压斩波器输入电压UINL的电压UC，则二极管 DC截止。分压器的中间抽头与阈值元件ST3的输入端连接。阈值元件 ST3在此是施密特触发器，并且产生可以是逻辑1或逻辑0的输出信号 ST3A。该电路装置具有两个时间元件TIM1和TIM2，阈值元件ST3的 输出信号ST3A就输入这两个时间元件。时间元件TIM1和TIM2分别提 供输出信号TIM1A和TIM2A，这些输出信号同样可以是逻辑1或逻辑 0。
图8示出图7的电路的相关信号变化曲线，以及供电电压UIN和 相位选通结束时输入电容C上的电压UC。
在相位选通结束时升压斩波器输入电压UINL上升。阈值元件ST3 通过分压器R4、 R5置位。阈值元件的输出信号ST3A从逻辑O跳至逻 辑1。因此该输出信号ST3A同时将两个时间元件TIM1和TIM2置位。 时间元件TIM1这样设计，即其输出信号TIM1A最迟在相位控制调光器 的电感充磁结束时重新跳回0。时间元件TIM2这样设计，即其输出信 号TIM2A最早在输入电容上的电压过冲完全消除之后重新跳回逻辑0。时间元件TIM1的输出信号TIM1A是逻辑1的时间因此就等于时间 段Tl。时间元件TIM2的输出信号TIM2A在时间段Tl和T2期间是逻 辑1。通过两个输出信号TIM1A和TIM2A的"与"逻辑运算还可以产 生一个信号，该信号仅在时间段T2期间是逻辑1。
时间元件TIM1、 TIM2的保持时间在此已经由制造商预先给定。主 要确定时间段Tl和T2的两个参数是相位控制调光器的电感以及输入 电容C。输入电容C是制造商知道的，可以简单地由该制造商考虑。具 体使用的相位控制调光器的电感无法预先考虑到；而是为了确定时间 元件TIM1、 TIM2的保持时间而形成市面上可见的调光器的时间段T1、 T2的平均值。
所确定的时间段Tl和T2与取决于调光器中的电感的实际时间段 之间的差异越大，在相位选通结束时输入电容C上的电压过沖就越大。 如果采用其它措施来减小输入电容C上的电压过冲，则由电感引起的、 实际的时间段相对于预定的时间段Tl和T2的偏差不像不采取其它措 施时那么强烈地影响电压过冲的消除。所述其它措施之一借助图9解 释。
在图4、图6和图7中描述的本发明电路装置优选可以随着 EP1465330A2的电子镇流器一起采用，其中该电路装置在此与输入电 容C (EP1465330A2中的Cl )并联。该电路装置控制升压斩波器，使 得在时间段Tl中流过LH的电流以及因此对输入电容放电的电流最 小。这可以这样来实现，即开关SH长时间截止，而且是通过由 EP1465330A2的升压斩波器的控制装置用来自本发明的电路装置的电 压信号STA1来控制开关SH。
相反根据本发明，在时间段T2中应当有间或增大的平均电流ILH 流过升压斩波器。为此可以通过EP1465330A2的控制装置改变升压斩 波器的运行方式(在EP1465330A2中用BCC表示该控制电路)。
正常情况下升压斩波器运行在所谓的不连续模式中。开关SH总是 在升压斩波器的存储扼流圈中不再有电流流过，即升压斩波器LH恰好 完全去磁时才接通。开关损耗在该运行方式中最小。
在该实施例中，升压斩波器在时间段T2中运行在连续模式。连续 模式的特征在于，对开关元件SH的接通不像在不连续情况下等待那么 久，也就是说有电流连续地流过存储扼流圏LH。由此在时间段T2中流过升压斩波器的平均电流比正常运行时大。由于时间段T2与一整个电 网半波相比很短，因此所引起的更高的开关损耗平均起来变成很小 的、可忽略的大小。
已证实，从连续模式向不连续模式的流畅过渡是有利的，因为由 此可以进一步降低电流振荡。"流畅过渡"在此意思是接通电流阈值 下降。只要开关SH的断开时间长到使得存储扼流團LH可以完全去磁， 就出现不连续模式。断开时间按照期望可以进一步延长。
下面借助图9解释如何另外通过输入电容在相位选通期间的合适 充电或放电来减小无功电流振荡。
通过由到此为止的3个实施例(根据图4、图6和图7))来实现 减小无功电流振荡的两种可能性，更有效地减小无功电流振荡。如果 输入电容C在相位选通结束之前被充电或放电到一个合适的值，则在 调光器的电感充磁结束之后就不会象没有这种干预那样形成电压过冲 UC。流过更少的无功电流，而且剩下的无功电流振荡可以通过适当控 制流过升压斩波器的电流来更为简单地降低。
在图9中与在图2中一样首先为了理解而为根据现有技术的电子 镇流器示出供电电压UIN、负载的输入电容C上的电压UC和电网电流 IN。此外还示出相位控制调光器的电感上的电压UL。绘制出与图2相 同的3个时间段T1、 T2、 T3。
供电电压UIN、输入电容上的电压UC以及电网电流在时间段Tl、 T2、 T3中的变化曲线与图2的相同。
电流IN的升高通过调光器的电感、输入电容C的大小以及调光器 电感上的电压UL确定。可以看到在相位控制调光器的电感上的电压UL 的峰值、输入电容C上的电压UC的峰值以及电网电流IN的峰值都很 大。
与向i文电灯供电所需要的有功电流叠加的无功电流应当被减小。 该无功电流通过相位控制调光器中电感的充磁和去磁引起，并且在电 感的去磁期间T2对输入电容C继续充电，并导致电压过沖。
流过相位控制调光器的电感的电流IN在输入电容C上的电压UC 小于供电电压UIN期间一直增加。在时间段T1中就是这样。在相位选 通结束之前(在时间段Tl之前)对输入电容C加载，使得输入电容C 上的电压UC接近供电电压UIN在该相位选通结束时的瞬时值。由于近似地UL-UIN-UC，因此调光器的电感上的电压UL在该电感充磁开始时 小于没有对输入电容C合适加栽时的值。由此流过调光器的电感的峰 值电流IN也比较小。理想情况下，电压UC在相位选通结束时等于供 电电压UIN的瞬时值。下面将展示将电压UC的值选择得更小在技术上 是有意义的。
在该示例中，在供电电网的每个电网半波的相位选通结束时存储 供电电压的瞬时值；在精心挑选的存储时刻，所存储的值对应于供电 电压UIN在相位选通结束时的瞬时值。下面将描述相应的电路。然后 输入电容C在下个半波中在调光器的开关元件重新接通之前被加载到 接近(90% )在前面的电网半波中存储的值。在此可以假设，通过操 作人员进行的调光器的相位选通的更改在随后的电网半波中非常小。
图10a和10b示意性示出在对输入电容C放电和充电到在前面的 半波中存储的供电电压值UIN期间电压UC的变化曲线。在对输入电容 C充电或放电时的电压UC的变化曲线以虚线示出，因为准确的变化曲 线并不重要。
图10a示出输入电容C在相位选通结束之前放电的情况，图10b 示出输入电容C在调光器的开关元件接通之前充电的情况。它们如何 进行的将在下面描述。
由此在两种情况下，输入电容C上的电压UC和供电电压UIN在相 位选通结束时的瞬时值之间的差值很小或几乎没有。
在供电电压UIN首次施加在调光器和负栽上时可能无法避免无功 电流振荡，因为还没有存储供电电压UIN的预测值。但在几个电网半 波之后该系统达到稳定的状态。
图11为该实施例的其它特征示出供电电压UIN、输入电容C上的 电压UC、电网电流IN和调光器的电感上的电压UL。为了更好的理解 仅示出输入电容在相位选通结束之前的合适加载的效果。因此不需要 借助图3至图8解释的措施。
输入电容C上的电压UC在相位选通结束时稍低于瞬时电压UIN的 值。可以看出，电网电流IN的峰值与图9相比明显更小。施加在电感 上的电压UL的峰值同样更小。电网电流IN明显振荡得更少。在调光 器的电感去磁T3之后，与图9不同的是有连续的电网电流IN流过。 本发明防止低于调光器中开关元件的保持电流。
图11示出输入电容c上的电压uc在相位选通结束时设置为一个
值，该值小于相应的供电电压瞬时值。由此可以保证在相位选通结束 时在任何情况下都有电流流向负载。
预测供电电压UIN的瞬时值的另一个手段如下进行可以与电子 镇流器的输入端串联地接入另一个元件，如一个电感。在相位选通结 束时在该元件上降落一个近似与差值UIN-UC成正比的电压，然后该电 压可以在下个电网半波中用于调节输入电容上的电压。
图12a描述一种更为廉价和可靠的电路装置。该电路的任务是测 量电压UIN在相位选通结束时的瞬时值。此外该电路还要启动升压斩 波器的控制装置以便对输入电容C进行上述加载。
该电路包括单稳态触发器MF，其通过在相位选通结束时的一个信 号输入A启动。在单稳态触发器MF的输出端B给出两个状态之一。其 中一个状态告知单稳态触发器MF已经置位，而在其余时间里单稳态触 发器MF都采取另一个状态。
单稳态触发器MF的输出B施加在开关AS的控制输入端C上。开 关AS将信号AVIN从第二输入端D传递给一个输出端E，如果该输出端 E通过控制输入端C启动了的话。该信号AVIN与负载的供电电压UIN 成正比。
开关AS的输出端E与二极管DS和电容器CS连接以采集峰值。电 容器CS在此与电阻RS并联。如果要采集的峰值变小，则可以通过该 电阻RS对电容器CS緩慢地放电。电容器CS的放电时间只通过电容器 CS和电阻RS的参数确定。这样选择相应的时间刻度，使得该时间刻度 适合于通过操作人员来测量相位选通的变化。
将电容器CS上的电压输入比较器COM的第一输入端COM2。向比 较器COM的第二输入端C0M1输入与电压UC成正比的信号AVC。如果 输入端C0M1上的信号AVC小于另一个输入端COM2上的信号，则比较 器的输出COMA采取第一状态，如果C0M1上的信号大于COM2上的信号 则采取第二状态。比较器COM的输出端COMA例如可以与升压斩波器的 控制装置连接。
单稳态触发器MF被置位的时间窗的长度与供电电压UIN的周期持 续时间相比非常小。在最长的情况下单稳态触发器MF在调光器电感的 整个充磁期间(在时间段T1中)都保持置位。
图12b示出如何借助包括电容器CT和电阻RT的差分器来预先给 定时间窗的长度。与单稳态触发器MF—样，通过一个信号输入在相位 选通结束时启动该差分器。由此在电阻RT上出现指数衰减的电压跃 变。该指数衰减的时间常数是电阻RT和电容CT大小的乘积。电阻RT 上电压跃变的衰减持续时间预先给定一个其中开关AS保持接通的时间 窗。
可替换地，还可以借助图4、图6或图7的一个电路装置来获取或 预定适用于存储供电电压UIN的预测值的时间窗。调光器中电感的充 磁Tl结束的时刻对应于输入电容C上电压UC的第二导数的过零点。 该时刻通过信号输出STA1和STA2或TIM1A和TIM2A示出并且确定该 时间窗的结束。在这种情况下可以存储直到该时刻为止的输入电容C 上的峰值电压UC作为预测值。由于从相位选通结束以来供电电压几乎 没什么变化，因此此时输入电容C上的电压UC等于供电电压UIN在相 位选通结束时的瞬时值。
图12a和图12b的电路装置可以向图4、图6和图7的电路一样很 好地集成到EP1465330A2描述的升压斩波器中。该升压斩波器具有控 制电路BCC，该控制电路以及其它可以由图12a和图12b的电路装置 控制。此外对于该升压斩波器还可以具体描述用于充电或放电输入电 容C的措施。
调光器中的开关元件的接通时刻在EP1465330A2的升压斩波器中 可以通过电流开始流过例如升压斩波器的存储扼流團LH (EP1465330A2中的LI)来获得。该开始流过的电流通过输入A触发 单稳态触发器MF。单稳态触发器MF在相位选通结束时一直到可预定的 时间段(时间窗)结束都通过输入C使开关AS接通。在开关AS接通 期间，电容CS通过二极管DS获得在输入端AVIN上施加的峰值电压。
在输入电容C上的电压UC大于所存储的值期间，利用信号COMA 可以一直激活EP1465330A2的升压斩波器。由此将输入电容C放电到 一个值，该值稍小于供电电压UIN在相位选通结束时的值。具体地说， 为此将信号导线COMA与升压斩波器的控制电路BCC的一个元件连接。 在EP1465330A2的图5a中描述了一个触发器FF2,其可以借助比较器 COM的输出COMA置位，从而启动升压斩波器。
可替换地，输入电容C还可以通过并联的开关元件、如包括晶体
管和电阻的串联电路放电。该开关元件通过信号导线COMA控制，使得 该开关元件导通并且对输入电容C放电。
图13示出图1的升压斩波器电路的变形；额外有一个电阻RH与 二极管DH并联。
也即如果期望对输入电容C充电，如图10b所示，则可以用电阻 RH跨接二极管DH。由此可以在相位选通结束之前通过中间电路电容器 对输入电容C加载。为了将输入电容加载到存储在存储装置中的值， 需要一个控制装置。如果不合适添加这样的控制装置，则可以首先由 中间电路电容器强烈地对输入电容充电，使得输入电容C上的电压UC 过高。然后可以启动升压斩波器，以便将输入电容C放电到期望的值。
存在具有多个连接在中间电路电容器CH的供电电位和输入电容C 的供电电位之间的二极管的升压斩波器的各种结构；在此可以跨接一 个或多个二极管。
权利要求
1.一种包括具有开关元件(SH)和输入电容(C)的升压变换器(LH，SH，DH，CH)的电子镇流器，用于在具有与电源串联作用的电感的相位控制调光器上运行，其特征在于，在一个电网半波内调节升压斩波器(LH，SH，DH，CH)在相位控制调光器中的电感去磁(T2)期间的运行参数，该去磁期间是在相位选通结束之后，使得与升压斩波器(LH，SH，DH，CH)在所述电感去磁之后的运行相比，有间或增大的电流(ILH)流过升压斩波器。
2. 根据权利要求l所述的电子镇流器，其中所述升压变换器(LH, SH， DH， CH)具有开关元件(SH)的接通电流阈值不同的不同运行模 式，而且在时间上位于相位选通结束之后的所述电感去磁(T2)期间， 工作在开关元件(SH)的接通电流阈值间或增大的运行模式下，使得 有间或增大的电流(ILH)流过升压变换器。
3. 根据权利要求2所述的电子镇流器，其中所述升压变换器(LH， SH， DH， CH)具有不连续运4亍模式和连续运行模式，而且在时间上位 于相位选通结束之后的所述电感去磁(T2)期间工作在连续运行模式 下，以间或增大流过升压变换器(LH, SH， DH， CH)的电流(ILH)， 但在去磁(T2)之后的电网半波的其余时间里工作在不连续模式下。
4. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，其中在电感的去磁 (T2)期间所述升压斩波器(LH， SH, DH, CH )的开关元件(SH)的断开电流阈值增大。
5. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，其中在时间上位于 相位选通结束之后的所述相位控制调光器中电感的充磁(Tl)期间， 与在充磁(Tl)结束之后运行升压斩波器(LH， SH， DH， CH)相比所 述断开电流阈值设置得非常小。
6. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，其中在时间上位于 相位选通结束之后的所述相位控制调光器中电感的充磁(Tl)期间， 与在充磁(Tl)结束之后运行升压斩波器(LH， SH， DH， CH)相比所 述断开电流阈值首先非常小，而且在充磁(Tl)持续期间增大。
7. 根据权利要求1至4中任一项所述的电子镇流器，其中在时间 上位于相位选通结束之后的所述相位控制调光器中电感的充磁(Tl )期间，所述升压变换器(LH， SH， DH, CH)中的开关元件(SH)截止。
8. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，其具有由两个差分 器(C2， Rl， C3， R2)组成的串联电路，用于检测相位选通的结束、 相位控制调光器的电感去磁(T2)的开始以及该电感去磁(T2)的结 束。
9. 根据权利要求8所述的电子镇流器，具有连接在所述差分器之 一的前面的峰值采集电路(Dl， R3， C4)。
10. 根据权利要求1至7中任一项所述的电子镇流器，具有用于 检测相位选通的结束的阈值元件(ST3)，以及第一时间元件(TIM1， TIM2)，该第一时间元件预先给定第一固定时间段，并在相位选通结 束时由该阈值元件(ST3)置位。
11. 根据权利要求10所述的电子镇流器，具有第二时间元件 (TIM1， TIM2)，该第二时间元件预先给定第二固定时间段，并在相位选通结束时由所述阈值元件(ST3)置位。
12. 根据权利要求11所述的电子镇流器，其中所述第一时间段最 多持续到所述充磁(Tl)结束，所述笫二时间段至少持续到输入电容(C)上的电压过沖完全消除为止。
13. 根据权利要求2以及上述其它权利要求之一所述的电子镇流 器，其设计为连续地从在相位控制调光器的电感去磁(T2)期间具有 高接通电流阈值的运行模式过渡到在该电感的去磁(T2)之后采用的、 具有减小的接通电流阈值的运行模式。
14. 根据上述权利要求之一所述的电子镇流器，具有用于存储该 电子镇流器的供电电压(UIN)的预测值的装置(DS， CS)，在电源的 一个电网半波期间在该装置中存储供电电压(UIN)在相位选通结束之 后的预测值，以便通过加载过程在随后的电网半波中将输入电容(C) 在相位选通结束之前最高调节到对应于存储在所述装置(DS， CS)中 的该值的电压。
15. 根据权利要求14所述的电子镇流器，其中所述存储装置(DS， CS)设计为存储在一个电网半波期间的供电电压(UIN)在相位选通结 束之后的瞬时值，其中所存储的值对应于所述预测值。
16. 根据权利要求14或15所述的电子镇流器，所述存储装置(DS， CS)设计为存储每个电网半波中相位选通结束之后的供电电压(UIN)的预测值，并且所述镇流器设计为在每个随后的电网半波中将输入电容(C)在相位选通结束之前最高调节到对应于存储在所述装置(DS， CS)中的所述值的电压。
17. 根据权利要求14至16中任一项所述的电子镇流器，其设计为通过峰值采集装置(DS， CS)存储供电电压(UIN)在相位选通结束 之后的一个时间窗内要存储的预测值。
18. —种集成了根据上述权利要求之一所述的电子镇流器的放电灯。
全文摘要
本发明涉及具有输入电容(C)的电子镇流器，该电子镇流器具有用于在具有集成或寄生电感(L)的相位控制调光器(DIM)上驱动放电灯、如低压放电灯的升压斩波器(LH，SH，DH，CH)。通过调节流过升压斩波器(LH，SH，DH，CH)的电流来减小在相位选通结束时的电压过冲。
文档编号H05B41/392GK101204121SQ200680022403
公开日2008年6月18日 申请日期2006年3月22日 优先权日2005年4月22日
发明者J·克雷特梅尔, K·费希尔 申请人:电灯专利信托有限公司