具有自适应频移的电子镇流器的制作方法

文档序号:8105559阅读:268来源:国知局
专利名称:具有自适应频移的电子镇流器的制作方法
技术领域
本发明涉及电子镇流器,并且更具体地,涉及用于如荧光灯的气体放电灯的电子 调光镇流器。
背景技术
用于荧光灯的电子镇流器通常可以被分解为包括"前端"和"后端"。所述前端通 常包括用于将交流(AC)电源线电压变成直流(DC)总线电压的整流器,以及用于过滤DC总 线电压的滤波器电路,例如电容器。电子镇流器的前端也通常包括升压转换器,该升压转换 器是用于将DC总线电压的幅度提升到线电压峰值之上并用于改善总谐波失真(THD)和镇 流器的输入电流的功率因子的有源电路。镇流器后端通常包括用于将DC总线电压转换成 高频AC电压的开关逆变器,以及用于将高频AC电压与灯电极耦合的具有相对高输出阻抗 的谐振回路电路。 首先参考图1,显示了现有技术的电子镇流器100的简化框图。镇流器IOO包括前 端102,所述前端102用于在总线电容器CBUS两端从AC输入电压产生基本的DC总线电压。 镇流器100还包括用于将DC总线电压转换成用于驱动荧光灯108中的灯电流的高频电压 的逆变器104。由所述逆变器104提供的高频电压通过具有谐振感应器LKES和谐振电容器 CKES的谐振回路106被耦合到灯108。 逆变器104包括第一和第二串联开关装置112U14以及门驱动电路116。使用 d(l-d)互补开关方案控制逆变器104中的开关装置112、114。在d(l-d)互补开关方案中, 所述第一开关装置112具有占空比d以及所述第二开关装置114具有占空比l-d。门驱动 电路116控制所述开关装置112、114从而使得每次只有一个开关装置导通。当所述第一开 关装置112导通时,逆变器104的输出被拉升到DC总线电压。当所述第二开关装置114导 通时,逆变器104的输出被拉低到电路公共端电压。 通过改变逆变器104的输出端的高频电压的频率和/或占空比来控制通过灯108 的电流。电流感测电路110被耦合串联到灯108并提供代表通过灯的电流量的灯电流信 号250。模拟控制电路210负责控制门驱动电路116并且因此控制逆变器104的开关装置 112、114。所述模拟控制电路210包括参电路212、求和电路214、补偿电路216、频移电路 218、三角波振荡器222、以及比较器220。所述参考电路212提供用于灯108的代表目标电 流Itak;et的参考信号242。所述求和电路214接收灯的电流信号250和参考信号242并产 生代表在灯108中的目标电流与实际电流之间差异的误差信号240。补偿电路216接收所 述误差信号240并提供与逆变器104的期望占空比成比例的占空比请求电压246。
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所述频移电路218也接收参考信号242并提供表示期望逆变器频率的期望频率信 号245。所述三角波振荡器222从所述频移电路218接收期望频率信号245并在所述期望 频率提供三角波信号244。所述比较器220接收三角波信号244和占空比请求电压246并 产生具有期望频率和占空比的脉宽调制(P丽)信号248。该P丽信号248被提供给门驱动 电路116,所述门驱动电路116驱动逆变器104中的开关112、114。 除了正常的运行模式,镇流器110具有一些其它的工作模式,这些工作模式包括 "预热(preheat)"模式和"启动(strike)"模式。所述预热模式的目的是在将基本的电压 用于启动灯之前加热灯丝。在启动模式期间,灯的电压被升高直到灯启动或者达到预定的 电压限制。 通过将逆变器104的频率控制到预热频率来完成预热,所述预热频率比正常模式 中的逆变器104的频率高。在预热期间,补偿电路216 —直在逆变器104的占空比控制之 下。同时,参考电路212提供代表非零灯电流的级别的参考信号。由于在预热期间没有电 流通过灯,电流感测电路110产生具有正值的灯电流信号250并从而产生求和电路214的 输出,即误差信号240,该求和电路214的输出具有非零值。补偿电路216包括积分器(未 图示),所以非零误差信号240使得补偿电路216将占空比请求电压246的占空比提高到 50%,此时补偿电路饱和。在这个情况下,占空比请求电压246的占空比固定为50%并通过 改变频率来调整预热电压。重要的是要注意由于补偿电路216包括积分器,不可能将占空 比设置为任意等级。实际上,可以选择在50%饱和或者在0%饱和。可选择的,提供附加电 路以强制补偿电路216的输出在预热期间处于特定的等级,但是这会增加附加的成本和复 杂度。 为了启动灯108,即在启动模式中,逆变器104的工作频率从预热频率向 下扫频到低端频率。优选的,该低端频率接近谐振回路106的谐振频率c^,例如 "R二l/^/(i:腳Y鹏)。因此,在低端频率的谐振回路106的输出电压足够大并适合启动灯 108。当灯108启动时,灯电流开始通过灯。此时,模拟控制电路210的补偿电路216仍然 是饱和的并且占空比请求电压246的占空比仍然是50%。因此,高于目标电流的电流开始 通过灯108。该超过的电流使得补偿电流216达到饱和并且设置P丽信号248的占空比从 而保持灯108中的目标电流。当补偿电路216饱和时,灯108中的电流可以比目标电流高 的多。该高电流连同闭合电路需要用来达到饱和的时间一起,可以造成灯启动时显著的闪 烁。 图2显示了现有技术的另一个电子镇流器300的简化示意图。镇流器200以与图 1中显示的镇流器100类似的方式工作,但是模拟控制电路210被数字控制电路310代替 了。微处理器350中的模数转换器(ADC)352从电流感测电路110接收灯的电流并将该电 流转换成8比特数字表示方式。表示灯108中的目标电流的参考信号242在输入端355被 接收。然后微处理器350中的软件将测量的电流和目标电流相比较来产生误差信号,该误 差信号随后被用来产生期望的占空比。由期望电流确定期望频率。在微处理器350的输出 端354处产生脉宽调制(P丽)信号356。微处理器350中的软件驱动具有期望频率和占空 比的P丽信号356并将所述P丽信号提供给门驱动电路116 。在镇流器300中,数字控制电 路310的微处理器350中的软件提供由镇流器100的模拟控制电路210提供的功能。
镇流器300的预热模式的数字实现方式与镇流器100的预热模式非常不同。正常执行比较器例程的软件不在逆变器占空比的控制之中。实际上,由逆变器控制完全不同的 例程。所以,能够直接控制占空比和频率两者以达到期望的预热等级。 在启动模式的数字执行中,将占空比保持在固定的等级并且频率从预热频率向下 扫频到低端频率。在这期间,当灯启动时软件必须监控灯的电压和灯的电流来进行检测。 当灯启动时进行检测是非常重要的,因为一旦启动,必须运行不同的例程来执行正常的操 作控制环路。在启动期间频率和占空比都是可控的,能够在启动阶段将占空比设置为小于 50%。低的占空比会造成以低的电流开启灯,以助于减少闪烁。然而,为了保证准确的检测 灯的启动,灯必须以相对高的电流启动。 将镇流器100的模拟控制电路210替换为镇流器300的数字控制电路310有几个 好处。第一,由于大部分控制功能由微处理器350完成,所以数字控制电路310中有更少的 部件。第二,由微处理器350提供的控制功能可以容易地被改变而不需要变化数字控制电 路310任何软件。而且,当镇流器300处于不同的正常和非正常工作模式时,可以执行特定 情形(situation-specific)软件。 然而,对于模拟控制电路210来说数字控制电路310具有一些缺点。微处理器350 的性能取决于装置的成本。所以,为了达到合理的成本,需要在核心速度范围、ADC分辨率、 ADC采样率和数学性能方面进行一些折衷。在低调光等级情况下ADC转换的量化效应变得 非常重要。这可以用高分辨率ADC或高采样率来改善,但是如前面提到的,高性能将造成微 处理器350的高成本。 现有技术镇流器100、300的模拟控制电路210和数字控制电路310两者都使用开 环频移,在该开环频移中有对于给定的期望光等级的预定工作频率。在2002年9月17日 公开的,题为"Electronic Dimming Ballast"的美国专利NO. 6, 452, 344中更详细的描述 了调节逆变器104的频率和占空比的概念,其全部内容作为参考而结合于此。
图3是示出了现有技术的镇流器100、300的控制环路的简化控制系统图。通过 闭环技术控制逆变器的工作占空比d。p,而通过开环技术控制工作频率f。P。灯的实际电流
lAc皿被作为反馈提供给占空比控制环路并从目标电流Itak;et中减去所述实际电流来产生 灯电流误差信号ep并且最终产生期望工作占空比d。P。不同地是,单独地响应于目标电流 ITAffiET的期望工作频率f。P被简单地产生。 图4显示了逆变器104的目标工作频率与灯电流的关系曲线图以及工作频率与占 空比固定为50%的灯电流的关系曲线图,所述关系曲线图显示了在给定频率处能够被镇流 器100、300传送的最大电流。在低的光等级,镇流器工作频率被保持在低端频率fOT—END处, 该低端频率FOT—Em接近谐振回路的谐振频率。在预定等级之上,工作频率随着灯电流的上 升即随着灯108的期望光等级向着高端增加而线性下降。 当利用d(l-d)开关方案以远离谐振频率的频率(即在高端的频率)操作逆变器 104时产生的一个新的情况是"汞泵浦(mercury pumping)"的可能性。随着工作频率远离 谐振频率,以及灯108阻抗的下降(随着灯电流的增加),谐振回路106的滤波作用下降。当 逆变器104以不同于50%的任何占空比工作时,逆变器的输出端的电压不均匀并包括二次 谐波分量。对于占空比接近50%的情况,二次谐波分量不大。然而,随着占空比远离50%, 二次谐波分量增加。 当以高端频率fHreH—END工作时,大量来自逆变器的二次谐波分量通过谐振回路106
8传送到灯108。结果,灯电流不对称。位于镇流器100,300输出端的断流电容器,例如图1 和2中的电流器118,防止镇流器将大的DC电流传送到灯108。然而,灯108中的不对称电 流与非线性灯负载的耦合导致灯108上的DC电压。灯108上的DC电压会使得汞离子从灯 的一端移到另一端。如果DC电压足够高,灯108的一端会变得汞缺乏。从而,灯108的缺 乏端将产生少量的光并且也有可能变成粉红色。 为了避免显著的汞泵浦,当以高端频率工作时现有技术的镇流器100、300的模拟 控制电路210和数字控制电路310使用频移图,该频移图被选择用于保证占空比尽可能的 接近50%。然而,谐振回路106的部件的公差,以及普通荧光灯的工作特征中的变化,需要 选择频率从而使即使是最坏情况的组合也能够达到需要的高端电流IHKH—Em。当具有最高占 空比时,在最坏情况下达到高端电流的约束可能造成对部件小公差的需要以及将环路部件 值定制为窄的负载范围的需要。 因而,存在电子镇流器的需要,该电子镇流器避免汞泵浦,以及在接近50%的占空 比的高端处工作,并具有宽范围的负载类型,但是不需要具有小的公差部件的谐振回路。

发明内容
根据本发明,用于驱动气体放电灯的电子镇流器包括逆变器、谐振回路、控制电 路、以及电流感测电路。逆变器将基本的DC总线电压转换成具有工作频率和工作占空比的 高频AC电压。谐振回路将高频AC电压耦合到灯上以产生通过灯的当前灯电流。控制电路 用于控制所述逆变器的高频AC电压的工作频率和工作占空比。电流感测电路向控制电路 提供代表当前灯电流的当前灯电流信号。控制电路用于响应于目标灯电流信号和当前灯电 流信号来控制逆变器的高频AC电压的工作占空比。而且,控制电路用于响应于工作占空比 和目标占空比来控制所述逆变器的高频AC电压的工作频率,从而使得控制电路用于最小 化工作占空比与目标占空比之间的差异。优选地,当目标灯电流在数值上变化时,控制电路 还用于根据目标灯电流信号将工作频率控制为基本工作频率。 本发明还提供用于控制用来驱动气体放电灯的镇流器的方法。所述镇流器包括由 工作频率和工作占空比表示的逆变器。所述方法包括用于响应于逆变器的工作频率和工作
占空比来产生通过气体放电灯的当前灯电流的步骤;产生代表当前灯电流的当前灯电流信 号;接收代表目标灯电流的目标灯电流信号;响应于目标灯电流信号和当前灯电流信号来 控制逆变器的占空比;并且响应于目标灯电流信号、逆变器的工作占空比、以及目标占空比 来控制逆变器的工作频率,从而使工作占空比与目标占空比之间的差异被最小化。
而且,本发明提供用于电子镇流器的控制电路,该电子镇流器具有用来驱动气体 放电灯的逆变器。控制电路用于控制镇流器的逆变器的工作频率和工作占空比。控制电路 包括用于响应于目标灯电流信号和当前灯电流信号来控制逆变器的工作占空比的占空比 控制部分,以及用于响应于目标灯电流信号、工作占空比、以及目标占空比来控制逆变器的 工作频率的频率控制部分。工作占空比与目标占空比之间的差异被最小化。


图1是现有技术的具有模拟控制电路的电子镇流器的简化示意图;
图2是现有技术的具有数字控制电路的电子镇流器的简化示意 图3是示出了图1和2的现有技术的镇流器的控制环路的简化控制系统图;
图4是图1和2的电子镇流器的逆变器的工作频率与灯电流的关系曲线图;
图5A是根据本发明的电子镇流器的简化示意图;
图5B是图5A的电子镇流器的简化示意图; 图6A和图6B是根据本发明的由图5A的镇流器的微处理器执行的软件的流程图;
图6C是由图5A的镇流器的微处理器响应于目标灯电流的变化来执行的软件的流 程图; 图7显示了根据本发明的图5A的电子镇流器的工作频率的图; 图8是示出了根据图5A的本发明的第一实施方式的镇流器的控制环路的控制系
统图; 图9是示出了本发明的镇流器的第二实施方式的控制环路的控制系统图; 图10是根据本发明的第二实施方式由图9的镇流器的微处理器执行的软件的流
程图;以及 图11是根据本发明的第三实施方式的镇流器的简化示意框图。
具体实施例方式
结合附图阅读上述概要以及下面优选实施方式的详细描述,可以更好的理解本发 明。为了示出本发明的目的,在附图中显示了当前优选的实施方式,其中相同的附图标记表 示贯穿附图的多个视图的相似的部分,然而,可以理解本发明不局限于特定的方式和公开 的手段。 图5A显示了根据本发明的电子镇流器400的简化框图。所述镇流器400包括许 多和现有技术的镇流器100、300相似的模块,这些模块中的每个模块具有如先前描述的相 同功能。然而,和现有技术的镇流器100不同的那些镇流器300的部件将在下面更详细地 描述。 镇流器400包括混合模拟/数字控制电路410 。所述混合控制电路410在现有技 术的镇流器100、300的模拟控制电路210和数字控制电路310的特征上进行改进。混合控 制电路410包括求和电路214和补偿电路216,所述求和电路214和补偿电路216具有和现 有技术的镇流器100中的那些电路相同的功能。 混合控制电路410还包括微处理器450,该微处理器450为逆变器104的门驱动 电路116提供处于工作频率f。P和工作占空比d。P的P丽信号456。微处理器450通过输入 端455接收目标灯电流ITAKeET。目标灯电流ITAKeET可以从例如相控输入端(未图示)或者 从通信链路(未图示)接收的数字消息获得。在先前提到的美国专利NO. 6, 452, 344中更 详细的描述了用于接收相控输入的镇流器。在2004年4月14日提交的共同未决的,题为 "Multiple-InputElectronic Ballast with Processor,,的申请号No. 10/824, 248,公开号 为No. 2005/0179404的美国专利申请中更详细的描述了用来与数字通信链路耦合的镇流 器,该专利全部作为参考而结合于此。 微处理器450在输出端口 458处提供P丽参考信号460,该P丽参考信号460具 有基于目标灯电流Itak;et的占空比。低通滤波器462从P丽参考信号460产生DC参考信 号464,该DC参考信号464代表灯108中的期望电流。求和电流214接收当前灯电流信号
10250和DC参考信号464并产生代表目标电流与灯中的实际电流之间差异的灯电流误差信号 440。补偿电路216接收所述误差信号440并提供占空比请求信号446,该占空比请求信号 是和逆变器104的期望占空比成反比的DC电压。 图5B详细显示了电流感测电路110和混合控制电路410的电子镇流器400的简 化示意图。在通过灯108的AC电流负的部分期间,灯的电流流过电阻R570和二极管D572。 可替换的,在通过灯电流正的部分期间,灯的电流只通过二极管574流到电路公共端。电阻 R576和电路C578过滤电阻R570两端产生的电压并产生灯电流信号250。因此,代表通过 灯108的电流的灯电流信号250提供具有负值的基本的DC电压。 在微处理器450的输出端458处提供的P丽参考信号460被低通滤波器462过滤 以产生代表目标灯电流ITAKeET的DC参考信号464,所述低通滤波器462包括电阻R580和电 容C582。分别通过电阻R586和R588向工作放大器(op amp) 584的倒相输入端提供DC参 考信号464和灯电流信号250。向op amp584的非倒相输入端提供DC偏移电压V。FFSET。电 容C590连接到倒向输入端和op amp的输出端之间来提供补偿电路216的积分功能。因 此,op amp 584的输出端是DC参考信号464和灯电流信号250的求和的积分函数。最后, 通过电阻R592和电容C594过滤op amp 584的输出端电压来为微处理器450提供占空比 请求信号446。 图6A和6B是根据本发明为了自适应的改变逆变器104的工作频率f。P,由镇流器 400的微处理器450循环执行的软件的流程图。参考图5A的镇流器400的示意图来描述图 6A和6B的流程图。优选地,图6A和6B的过程每104微秒重复一次。 微处理器450中的ADC 452接收占空比请求信号446并将该信号转换成数字值 (步骤502)。由于占空比请求信号446与工作占空比d。p成反比,微处理器450转换并测量 数字值来产生工作占空比d。P。例如,线性测量工作占空比d。P从而使得数字值0对应于0% 的占空比并且数字值512对应于100%的占空比。在正常工作中,微处理器450中的软件 使用工作占空比d。P和工作频率f。P来计算工作周期T。P和接通持续时间t。N。下面会详细描 述由目标灯电流Itak;et和工作占空比d。P来确定工作频率f。P。 P丽模块454使用工作周期 T。P和接通持续时间t。N来提供处于工作频率f。P和工作占空比d。P的P丽信号456。微处理 器450用于将工作占空比d。p设置为由占空比请求信号446提供的占空比或者一些其它占 空比。 在正常的工作中,微处理器450监控逆变器104的当前工作占空比d。P。从预定的 目标占空比dTAK;ET例如优选的43%中减去工作占空比d。p,从而获得占空比误差值ed(步骤 504)。如果误差值ed在死区之内(步骤506),过程循环指令再次读取占空比请求信号446。 所述死区是一个范围,通过该范围的误差值ed能够不需要初始化响应而被改变从而防止振 荡。所述死区优选为大于l^并且小于预定的目标占空比dT皿『例如42^到44X。如果占 空比误差值ed在死区之外,那么根据误差值的符号将误差值限制为最大正误差值e皿+,例 如2 % ,或限制为最大负误差值eMX—,例如_2 % (步骤510)。例如,如果误差值ed是-2. 5 % , 所述误差值ed会被限制为_2%。 其次,误差值ed被添加到微处理器450内的16位累加器ACC中,从而来增加(或 减少)累加器的值(步骤512)。当累加器达到预定的正值(或预定的负值)时,微处理器 450会重新设置累加器并且改变镇流器的工作频率d。P (下面将详细描述)。因此,如果误差
11值ed很大,累加器会更迅速地达到预定的正(或负)值。优选地,所述预定的正或者负值 对应于累加器的大小,例如+(216_1)和_(216-1)分别是16位累加器ACC的预定正值和预定 负值。当累加器溢出时,累加器达到预定的正值(或者预定的负值)。微处理器450通过读 取进位标志(当累加器溢出时被设置)和负标志(当累加器具有负值时被设置)作用于累 加器的溢出。当累加器溢出时,累加器的值被自动重新设置为O。在微处理器450启动时累 加器也被重新设置为O。 参考图6B,如果占空比高于(或者低于)预定的目标占空比dT紐^,微处理器450 会渐渐减小(或者增加)逆变器104的工作频率f。p,从而减小(或者增加)期望占空比d。P 来传送当前目标灯电流ITAKeET。微处理器利用校正因子CF来产生逆变器104的工作周期 T。p,并从而产生逆变器的104的工作频率f。P。优选地,工作周期T。P等于基本周期TBASE加上 校正因子CF,即, t0P= ^~~(等式D 校正因子CF在微处理器启动时和每次灯108启动时被初始化为0。
当占空比d。P大于预定的目标占空比dTAK;ET时,即累加器ACC超过预定的正值时 (步骤514),微处理器使校正因子CF以预定的增量增加(步骤516),例如优选0. 125微秒, 当工作频率f。p为45kHz时该增量对应于大约252Hz的频移,当工作频率f。P为70kHz时该 增量对应于大约607Hz的频移。然后校正因子CF被限制为最大校正因子CFMX (步骤518)。 如果占空比d。p低于预定的目标占空比dTAK;ET时,即累加器ACC超过预定的负值时(步骤 520),微处理器450减小校正因子CF(步骤522)。 其次,逆变器的工作频率被限制在预定的频率范围内。工作周期T。p,即TBASE+CF根 据当前校正因子CF在步骤524被确定。如果工作周期T。P小于预定的最小周期TMIN,即工作 频率f。P大于预定的最大频率f皿(步骤525),校正因子CF被设置为等于最小周期TMIN减去 基本工作周期TBASE,即f。P = 1/TMIN(步骤526)。如果工作周期T。P即TBASE+CF大于预定的最 大周期TM,即工作频率f。P小于预定的最小频率fMIN(步骤528),校正因子被设置为等于最 大周期TMX减去基本工作周期TBASE,即f。P = 1/TMX(步骤530)。最后,工作周期T。P被设置 为基本周期TBASE加上校正因子CF(步骤532)。因此,微处理器450产生处于工作频率f。P 和工作占空比d。P的P丽信号456。 图6C是当目标灯电流ITAKeET改变时由微处理器450执行的软件的流程图。微处 理器450响应于目标灯电流ITAKeET中的改变(步骤540),来确定新的基本周期TBASE(步骤 542)。微处理器450可以使用目标灯电流ITAKeET和基本工作频率fBASE之间的预定关系,例 如图4的目标镇流器工作频率曲线,来确定基本工作频率fBASE,并且由此确定基本工作周期
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TBASE(由于Tbase:^~ )。接着,在步骤544中微处理器450设置校正因子CF。优选地,微
处理器450最初响应于目标灯电流ITAKeET的改变将校正因子保持为常数(即不变化的)。最 后,在步骤546中微处理器450设置新的工作周期T。P。因此,新的工作频率f。P最初由校正 因子CF偏移新的基本频率fBASE。可替换的,在步骤544中,无论目标灯电流ITAKeET何时发生 变化,微处理器450可以将校正因子CF设置为预定值,例如零。然后,在任意一种情况中, 根据上述本发明的方法,微处理器根据基本频率fBASE自适应地改变工作频率f。P。
图7显示了根据本发明的镇流器400的目标工作频率f。p与灯电流的关系曲线图。 而且,图7显示了以占空比固定为50%和占空比固定为43%即在优选的目标占空比情况 下,工作频率与灯电流的关系曲线图。因此,当在给定的灯电流(接近高端频率)处工作 时,镇流器400会自适应地移动工作频率f。p从而达到43%的占空比。在接近低端频率处, 工作频率f。p被限制为预定的最大频率fM。 当在低端频率工作时,选择预定的最大频率f丽为期望频率。在本实施方式中,在 低的光等级处,工作占空比d。P小于预定的目标占空比dTAK;ET(即43% )并且工作频率f。P限 制为预定的最大频率f皿。随着要求的光等级(即目标灯电流I,^)的增加,在预定的最 大频率fMX处当工作频率f。P保持常数时工作占空比d。P增加。微处理器450最后到达一个 状态,在该状态控制环路试图驱动工作占空比d。P使其超过43%。在该状态,当工作占空比 d。P保持在优选的43%的目标占空比附近时,工作频率f。P移动。 图8是示出了根据本发明的用于控制镇流器400的工作频率f。P和工作占空比d。P 的控制环路的控制系统示意图。通过闭环技术控制工作频率f。p和工作占空比d。p。和现有 技术的镇流器100、300 —样,实际灯电流IACTm被提供作为对占空比控制环路的反馈,并且 从目标灯电流ITAffiET中被减去来产生灯电流误差信号 并且由此,通过补偿器产生期望占 空比信号d。p。然而,在本发明的镇流器400中,响应于目标灯电流、工作占空比和目标占空 比来确定期望频率信号f。P。 相对于工作占空比d。P,校正值CF,即工作频率f。P被非常缓慢的调整。该缓慢的调 整防止了如果两个控制环路具有相似的响应时间(或相似的带宽)时可能造成的不稳定的 工作。优选地,当工作频率f。p调整为在0.7秒到1.4秒的响应时间内进行工作时,即带宽 为0. 7Hz到1. 4Hz,工作占空比d。P被调整为在1毫秒到2毫秒的响应时间内进行工作,即 带宽为500Hz到lKHz。特别的,通过(图6A和6B所示的)频率调整过程的周期时间、累加 器ACC的大小以及最大占空比误差值eMX+、 的值来确定镇流器400的工作频率f。P控制 环路的响应时间。优选的,工作占空比d。P的调整比工作频率f。P的调整至少快10倍。
如果以期望的光等级快速改变,则由目标灯电流ITAKeET和基本工作频率fBASE之间 的预定关系即图4中的目标镇流器工作频率曲线,来获得大致正确的工作频率f。p。然后, 自适应频移例程非常缓慢地没有任何明显延迟地在执行中对工作频率f。P做小的校正。相 对于占空比d。P的调整,用工作频率f。P的缓慢修正来避免振荡很重要的,占空比控制环路必 须足够快地达到期望的光等级从而在调光过程中不引起明显的延迟。 测试显示了 43%的占空比是可以满足需要,即足够高能防止灯108中的"汞泵 浦"。相对于镇流器400的最大占空比50%的占空比来说,43%的占空比也足够低来允许动 态"能活动的空间(headroom)"(或范围(margin))。由于当目标光等级改变时校正因子最 初被保持为常数(在本发明的优选实施方式中),并且工作频率的调整非常缓慢,所以当期 望光等级即期望灯电流快速提高时,工作占空比将很有可能暂时的上升到43%以上。所述 能活动的空间使占空比达到50%以及补偿电路216饱和的可能性最小化。
图9是示出了根据本发明的第二个实施方式的镇流器900的控制环路的控制系统 示意图。镇流器900用于只响应于工作占空比和目标占空比来控制整流器的工作频率。在 该实施方式中,镇流器900不能根据目标灯电流来控制工作频率。镇流器900用来驱动灯 108从而避免汞泵浦。然而,由于工作频率控制环路即占空比误差值ed完全由工作频率控制,所以当目标灯电流改变时,实际灯电流以及由此的灯亮度以比前述的实施方式慢的速 度改变。 图10是根据本发明的第二实施方式的由镇流器900的微处理器执行自适应改变
工作频率f。p的软件的流程图。步骤1002到1012在功能上与根据本发明的第一实施方式
的镇流器400的微处理器450执行的(图6A和6B中所示的)步骤502到512相似。图10
的过程不利用基本周期或校正因子来确定工作周期T。P和工作频率f。P。 如果在步骤1014中累加器达到了预定的正等级,那么在步骤1016中工作频率f。P
以预定的增量减少,例如优选的314Hz,并且在步骤1018中工作频率f。P被限制为最小工作
频率F^,例如优选的45KHz。可替换的,如果在步骤1020中累加器达到了预定的负等级,
那么在步骤1022中工作频率f。P以预定的增量增加,例如314Hz,并且在步骤1024中工作
频率f。P被限制为最大工作频率fiM,例如优选的大约70KHz。如果累加器既没有达到预定
的正等级也没有达到预定的负等级,则不改变工作频率f。P而退出程序。 图11是根据本发明的第三个实施方式的镇流器1100的简化示意图。镇流器1100
具有完全模拟控制电路iiio,该控制电路具有用于控制工作占空比d。P的一个控制环路和
用于控制工作频率f。P的另一个控制环路。工作占空比控制环路的部件,即参考电路212、 求和电路214以及补偿电路216,以和现有技术镇流器100的模拟控制电路210的那些部 件相同的方式工作,来在比较器220的输出端产生由工作占空比d。p和工作频率f。p表示的 P丽信号1170。 然而,模拟控制电路1110使用工作占空比d。p作为反馈来确定工作频率f。P。向低 通滤波器(LPF) 1172提供P丽信号1170来产生代表P丽信号1170的占空比的第一 DC参考 信号1174。参考电路1176产生第二DC参考信号1178,该第二DC参考信号1178代表目标 占空比dTAK;ET。通过添加电路1180,从第二DC参考信号1178中减去第一DC参考信号1174 来产生占空比误差信号1182。占空比误差信号1182被提供给补偿电路1184,该补偿电路 1184包括积分器(未图示)并且驱动压控振荡器(VC0)1186,例如三角波振荡器。所述VCO 1186基于由补偿电路1184提供的电压的频率产生三角波1188。通过比较器220将三角波 1188和占空比请求电压246进行比较来产生P丽信号1170。 模拟控制电路1110的频控环路用于驱动占空比误差信号1182使其为零。工作频 率f。P的改变会造成通过灯108中的电流的改变。因此,模拟控制电路1110的占空比控制 环路将改变工作占空比d。P来达到目标灯电流ITAKeET。由于镇流器1100只响应于工作占空 比d。P和目标占空比dTAK;ET来控制工作频率f。p,所以镇流器1100根据图9的控制系统示意 图来工作。 尽管本发明参考了特定的实施方式加以描述,但很多其它的变化和修改以及其它 用途对本领域的技术人员而言都是显而易见的。因此,优选地,本发明并不受限于此处特定 的公开,而是仅由所附的权利要求所限定。
1权利要求
一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器,该镇流器包括逆变器,该逆变器用于将基本直流总线电压转换成具有工作频率和工作占空比的高频交流电压;谐振回路,该谐振回路用于将所述高频交流电压耦合到所述灯上以产生通过所述灯的当前灯电流;控制电路,该控制电路用于控制所述逆变器的高频交流电压的工作频率和工作占空比,并且用于接收代表目标灯电流的目标灯电流信号;以及电流感测电路,该电流感测电路用于向所述控制电路提供代表当前灯电流的当前灯电流信号;其中,所述控制电路用于响应于目标灯电流信号和当前灯电流信号来控制所述逆变器的高频交流电压的工作占空比;以及所述控制电路用于响应于所述工作占空比和目标占空比来控制所述逆变器的高频交流电压的工作频率,从而使所述控制电路能用于最小化所述工作占空比与所述目标占空比之间的差异。
2. 根据权利要求1所述的电子镇流器,其中所述控制电路包括数字部分和模拟部分。
3. 根据权利要求2所述的电子镇流器,其中所述数字部分包括用于控制所述逆变器的 微处理器。
4. 根据权利要求3所述的电子镇流器,其中所述微处理器用于接收所述目标灯电流信号。
5. 根据权利要求4所述的电子镇流器,其中当所述目标灯电流的值改变时,所述微处 理器用于响应于所述目标灯电流信号来将所述逆变器的所述工作频率控制到基本工作频率。
6. 根据权利要求4所述的电子镇流器,其中所述微处理器用于根据所述工作频率和所 述目标灯电流之间的预定关系,响应于所述目标灯电流信号来将所述逆变器的工作频率控 制到基本工作频率。
7. 根据权利要求4所述的电子镇流器,其中所述微处理器用于从相控输入端接收所述 目标灯电流信号。
8. 根据权利要求4所述的电子镇流器,其中所述微处理器用于从接收自通信链路的数 字消息中接收所述目标灯电流信号。
9. 根据权利要求3所述的电子镇流器,其中所述模拟部分包括求和电路,该求和电路用于产生代表当前灯电流信号与目标灯电流信号之间差异的误 差信号,所述目标灯电流信号代表所述目标灯电流;以及补偿电路,该补偿电路用于响应于所述误差信号来产生代表所述工作占空比的控制信号。
10. 根据权利要求9所述的电子镇流器,其中所述微处理器用于提供代表所述目标灯 电流的目标灯电流信号。
11. 根据权利要求9所述的电子镇流器,其中所述微处理器包括用于接收由所述补偿 电路产生的控制信号的模数转换器。
12. 根据权利要求3所述的电子镇流器,其中所述微处理器用于利用处于所述工作频率和所述工作占空比的脉宽调制信号来驱动所述逆变器。
13. 根据权利要求1所述的电子镇流器,其中所述控制电路包括具有工作频率控制部 分和工作占空比控制部分的模拟控制电路。
14. 根据权利要求13所述的电子镇流器,其中所述工作频率控制部分包括 第一求和电路,该第一求和电路用于产生代表所述工作占空比与所述目标占空比之间差异的第一误差信号;第一补偿电路,该第一补偿电路响应于所述第一误差信号来产生代表所述工作频率的 第一控制信号;以及压控振荡器,该压控振荡器用于产生具有由所述第一控制信号决定的频率的振荡信号。
15. 根据权利要求14所述的电子镇流器,其中所述工作占空比控制部分包括 第二求和电路,该第二求和电路用于产生代表所述当前灯电流信号与所述目标灯电流信号之间差异的第二误差信号;以及第二补偿电路,该第二补偿电路用于响应于所述第二误差信号来产生代表所述工作占 空比的第二控制信号。
16. 根据权利要求15所述的电子镇流器,其中所述模拟控制电路还包括比较器,该比较器用于将所述第一控制信号和所述第二控制信号进行比较,并且用于 产生处于所述工作频率和所述工作占空比的脉宽调制信号。
17. 根据权利要求1所述的电子镇流器,其中所述控制电路用于以第一响应时间控制 所述工作占空比,并且用于以第二响应时间控制所述工作频率,所述第二响应时间基本上 大于所述第一响应时间。
18. 根据权利要求1所述的电子镇流器,其中所述控制电路用于还响应于所述目标灯 电流信号来控制所述逆变器的高频交流电压的工作频率。
19. 根据权利要求1所述的电子镇流器,其中所述目标占空比约为43%。
20. —种用于控制用来驱动气体放电灯的电子镇流器的方法,所述镇流器包括由工作 频率和工作占空比来表征的逆变器,所述方法包括步骤响应于所述逆变器的工作频率和工作占空比来产生通过所述气体放电灯的灯电流; 产生代表通过所述气体放电灯的灯电流的当前灯电流信号; 接收代表目标灯电流的目标灯电流信号;响应于所述目标灯电流信号和所述当前灯电流信号来控制所述逆变器的占空比;以及 响应于所述逆变器的工作占空比和目标占空比来控制所述逆变器的工作频率,从而使 得所述工作占空比与所述目标占空比之间的差异被最小化。
21. 根据权利要求20所述的方法,该方法还包括以下步骤 产生代表所述目标占空比与所述工作占空比之间差异的占空比误差值; 其中控制所述工作频率的步骤包括响应于所述占空比误差值来控制所述工作频率,从而使得所述占空比误差值被最小化。
22. 根据权利要求21所述的方法,该方法还包括以下步骤当所述目标灯电流的值改变时,根据所述工作频率和所述目标灯电流之间的预定关系 将所述逆变器的工作频率设置为基本工作频率。
23. 根据权利要求22所述的方法,其中从所述基本工作频率和校正因子中确定所述工 作频率。
24. 根据权利要求23所述的方法,其中当所述占空比误差值为正时提高所述校正因 子,并且当所述占空比误差值为负时降低所述校正因子。
25. 根据权利要求24所述的方法,其中所述工作频率被限制在预定的频率范围内。
26. 根据权利要求23所述的方法,其中当所述目标灯电流的值改变时所述校正因子被 改变为预定的值。
27. 根据权利要求26所述的方法,其中所述预定的值为零。
28. 根据权利要求23所述的方法,其中当所述目标灯电流的值改变时所述校正因子最 初被保持为常数。
29. 根据权利要求21所述的方法,其中当所述占空比误差值为正时降低所述工作频 率,并且当所述占空比误差值为负时增加所述工作频率。
30. 根据权利要求29所述的方法,其中所述工作频率被限制在预定的频率范围内。
31. 根据权利要求21所述的方法,其中控制所述工作频率的步骤包括仅仅只要所述占 空比误差值在死区之外就最小化占空比误差值。
32. 根据权利要求20所述的方法,该方法还包括以下步骤当所述目标灯电流的值改变时,根据所述目标灯电流信号将所述逆变器的工作频率设 置为基本工作频率。
33. 根据权利要求20所述的方法,该方法还包括以下步骤产生代表所述目标灯电流信号与所述当前灯电流信号之间的差异的电流误差信号; 其中控制所述占空比的步骤还包括响应于所述电流误差信号来控制所述占空比,从而 最小化所述电流误差信号。
34. 根据权利要求20所述的方法,其中调整所述占空比的步骤以第一响应时间被执 行,而调整所述工作频率的步骤以第二响应时间被执行,所述第二响应时间基本上大于所 述第一响应时间。
35. 根据权利要求20所述的方法,其中所述目标占空比约为43%。
36. —种用于电子镇流器的控制电路,所述电子镇流器具有用于驱动气体放电灯的逆 变器,所述控制电路用于控制所述镇流器的逆变器的工作频率和工作占空比,所述控制电 路包括占空比控制部分,该占空比控制部分用于响应于目标灯电流信号和当前灯电流信号来 控制所述逆变器的工作占空比;以及频率控制部分,该频率控制部分用于响应于所述工作占空比和目标占空比来控制所述 逆变器的工作频率;其中所述频率控制部分用于最小化所述工作占空比与所述目标占空比之间的差异。
37. 根据权利要求36所述的控制电路,其中所述频率控制部分还用于响应于所述目标 灯电流信号来控制所述工作频率。
38. 根据权利要求37所述的控制电路,其中所述频率控制部分对代表所述工作占空比 与所述目标占空比之间差异的占空比误差信号作出响应。
39. 根据权利要求38所述的控制电路,其中所述占空比控制部分对代表所述当前灯电流信号与所述目标灯电流信号之间差异的灯电流误差信号作出响应。
40. 根据权利要求36所述的控制电路,其中所述占空比控制部分以第一响应时间工作,并且所述频率控制部分以第二响应时间工作,所述第二响应时间基本上大于所述第一 响应时间。
41. 一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器,所述电子镇流器包括 逆变器,该逆变器用于将基本直流总线电压转换成具有工作频率和工作占空比的高频交流电压;谐振回路,该谐振回路用于将所述高频交流电压耦合到所述灯上以产生通过所述灯的 当前灯电流;控制电路,该控制电路用于控制所述逆变器的高频交流电压的工作频率和工作占空 比,并且用于接收代表所述目标灯电流的目标灯电流信号;以及电流感测电路,该电流感测电路用于将代表当前灯电流的信号提供给所述控制电路; 其中所述控制电路用于当所述目标灯电流的值改变时,根据所述目标灯电流信号将所述工作频率控制为基本 工作频率;响应于目标灯电流信号和所述当前灯电流信号来控制所述工作占空比; 响应于所述工作占空比和目标占空比来控制所述工作频率,从而使得所述控制电路可 用于最小化所述工作占空比与所述目标占空比之间的差异。
全文摘要
一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器,当接近高端频率工作时通过自适应地改变镇流器的逆变器的工作频率来避免汞泵浦。所述镇流器的逆变器产生高频AC电压,该高频AC电压由工作频率和工作占空比表示。所述镇流器还包括用于将高频AC电压耦合到灯上来产生通过所述灯的当前灯电流的谐振回路,以及用于确定当前灯电流量的电流感测电路。混合模拟/数字控制电路结合闭环技术控制逆变器的工作频率和工作占空比。控制电路用于响应于目标灯电流和当前灯电流来调整逆变器的占空比。为了避免汞泵浦,当在高端频率工作时控制电路试图最小化逆变器的占空比。特别地,控制电路用于响应于目标灯电流信号、逆变器的占空比以及目标占空比来调整逆变器的工作频率,从而将工作占空比驱动到目标占空比。
文档编号H05B41/392GK101766062SQ200780005220
公开日2010年6月30日 申请日期2007年1月29日 优先权日2006年2月13日
发明者M·S·泰帕莱 申请人:路创电子公司
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