具有改善的输出功率范围的升压转换器的电子镇流器的制作方法

专利名称：具有改善的输出功率范围的升压转换器的电子镇流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于控制气体放电灯的亮度的电子镇流器，尤其地， 涉及具有适于在增加的输出功率范围内进行操作的升压转换器的电子 调光镇流器。
背景技术：
为了使诸如荧光灯的气体放电灯照明，通常由镇流器来驱动灯。 电子镇流器从交流(AC)电源接收AC干线电压，并且将该AC干线 电压转换成适当的电压波形来驱动灯。
图1是用于驱动荧光灯15的现有技术的电子镇流器10的简化框 图。电子镇流器10包括"前端"电路20和"后端"电路40。前端电 路20包括用于最小化在AC干线上所提供的噪声的射频干扰(RFI)滤 波器22，以及用于接收AC干线电压(例如，120VAC)并且生成整流 电压的全波整流器24。前端电路20还包括升压转换器26，该升压转 换器26提升整流电压的强度高于线路电压的峰值，以产生直流(DC) 总线电压32。升压转换器26还改善对镇流器10的输入电流的总谐波 失真(THD)和功率因数。
前端电路20将DC总线电压32提供给后端电路40。在前端电路 20和后端电路40之间提供总线电容器30 (即，能量存储器件)，用
7于对DC总线电压32进行滤波，并且该总线电容器30具有例如15jiF 的电容。镇流器后端电路40包括用于将DC总线电压32转换成高频 AC电压的开关逆变器42，以及用于将该高频AC电压耦合到灯15的 电极的输出电路44 (例如，具有相对高的输出阻抗的谐振储能电路)。
镇流器IO进一步包括控制电路50，该控制电路50控制开关逆变 器42的操作，并且因此控制灯15的亮度。该控制电路50通过电阻器 R52和二极管D54接收相位控制输入(例如，由调光器电路提供的相 位控制的信号)。电阻器R52 (例如，200 kQ)与电阻器R56 (例如， 6.67 kQ)形成电阻分压器，以将相位控制输入的强度按比例縮减到适 合于控制电路50进行处理的水平。该相位控制输入还被提供给升压转 换器26。将电源58耦合到整流器24的输出，并且生成DC电压Vcc (例如，约15 VDC)，用于为控制电路50和镇流器10的其它低压电 路供电。
该相位控制输入表示荧光灯15的期望亮度。优选地，该相位控制 输入对于AC电源的第一部分的半周期基本上等于0伏特，而对于剩余 部分的半周期基本上等于AC干线电压。响应于每个半周期相位控制输 入基本上等于AC干线电压的时间量，控制电路50可操作成(有效地) 控制灯15的亮度。控制电路50有效地在从低端(LE)亮度(即，最 小非零亮度，诸如1%)到高端(HE)亮度(例如，最大亮度，诸如 100%)的灯15的调光范围内控制亮度。
图2是镇流器10的升压转换器26的简化示意图。整流器24的输 出被供应到电感器L1 (例如，810 nH)，该电感器L1与升压二极管 Dl串联耦合，该升压二极管D1的阴极被耦合到总线电容器30。将功 率开关场效应晶体管(FET) Ql (例如，由International Rectifier (国 际整流器公司)制造的型号为IRFS840的部件)耦合到电感器L1和二 极管D1的阳极的结点、并通过电流感测电阻器R1 (例如，0.281 Q) 耦合到电路公共端。控制集成电路(IC) Ul (例如，由InfmeonTechnologies (英飞凌科技公司)制造的型号为TDA4862的部件)控制 晶体管Q1的操作。特定地，通过延迟电路60将控制IC Ul的驱动引 脚GTDRV耦合到晶体管Q1的栅极，在下文中将更加详细地描述该延 迟电路60。将晶体管Q1切换至高频(例如，30kHz)来提供跨电容器 30上的期望DC电压，以实现功率因数校正(PFC)，使得对镇流器 10的AC输入电流紧密跟随AC干线电压，并且通过将输入电流波形 保持为正弦曲线来最小化总谐波失真(THD)。为了防止生成音声噪 声，升压转换器26优选地不以低于20 KHz的频率操作。
第一电阻分压器为控制IC Ul的输入引脚MULTIN提供表示整流 电压的信号。该第一电阻分压器包括分别具有例如996 kQ和lOkQ的 电阻的两个电阻器R2、 R3。为了实现总线电压32的期望强度，控制 IC 34监视反馈引脚Vs跟sE处的反馈电压。该反馈电压由包括两个电阻 器R4、 R5 (例如，分别为1.86 MQ和10 kQ)的第二分压器产生，并 且还通过电容器C1 (例如，100nF)提供给控制ICU1的引脚VA0UT。
升压转换器26优选地以临界导通模式而不是连续或非连续导通模 式来操作。在连续导通模式中，通过电感器L1的电流是连续的，并且 不会下降到0安培。相反地，非连续导通模式允许通过电感器L1的电 流在升压转换器的每个开关周期中下降到0安培并且保持在0安培一 段时间。临界导通模式处于连续和非连续导通模式的交叉处。通过电 感器L1的电流允许下降到O安培，但是不会在O安培处保持明显的时 间量。升压转换器26中的临界导通模式的使用最有效地最小化镇流器 10的THD，并且提供在升压转换器的传导损耗和开关损耗之间的良好 折衷。
图3A是在升压转换器26以临界导通模式进行操作时通过电感器 Ll的电流的电流波形70。当晶体管Q1导通时，电流流经电感器L1、 晶体管Ql和电阻器Rl，并且随时间增加。控制IC Ul的引脚ISENSE 接收跨电阻器Rl上的电压，该电压表示通过电阻器Rl和电感器Ll的电流。在临界导通模式中，通过电感器L1的充电电流增加到阈值电 流ITH，然后在刚好再次开始增加之前减小到0安培。
当通过电感器L1的电流超过阈值电流ITH时，控制ICU1使晶体
管Q1不导通。如图3A中所示，通过电感器的电流开始减小。附加绕 阻L2被磁耦合到电感器L1，并且通过电感器R6 (例如，22kQ)提供 给控制IC Ul的过零(zero-cross)检测引脚DETIN。使用由过零检测引 脚DETIN提供的输入，控制IC Ul有效地确定通过电感器Ll的电流 何时达到零安培。作为响应，控制ICU1再次使晶体管Q1导通，以开 始对电感器L1进行充电。
期望调光镇流器能够提供大范围的输出功率。例如，可能需要单 个镇流器在高端亮度下向一盏灯(或多盏灯)提供相当大量的输出功 率，并且然后在低端亮度(例如，1%)下提供相当少量的输出功率。 如果镇流器具有大范围的的输出功率，则该镇流器也必须具有大范围 的输入功率。图4是调光镇流器的期望输入功率对连接的荧光灯的亮 度的图。该镇流器和灯在高端亮度下可能消耗相当大量的输入功率(例 如，120 W)，而在低端亮度(例如，1%)下消耗少量的功率(例如， 6 W)。
典型的升压转换器控制IC (诸如控制IC Ul)受限于一些特定的 特性，诸如控制晶体管Ql使其导通的最小导通时间(例如，250 nsec)。 由于晶体管Ql必须导通至少最小导通时间，因此升压转换器的输出功 率无法下降到最小输出功率水平以下。升压转换器26的输入功率等于 升压转换器的输出功率加上升压转换器的损耗(例如，典型地2-3 W)。 镇流器10的输入功率基本上等于升压转换器26的输入功率。因此， 升压转换器26的最小输出功率水平建立了用于镇流器10的最小输入 功率水平，例如，如果控制ICU1的最小导通时间是250 nsec，则该最 小输入功率水平可以是10 W。例如，如果控制ICU1的最小输入功率 是10W，则如图4中所示，最小灯亮度可以是约3%。如果灯15被控制在约3%以下而使得升压转换器26的输出功率下 降到最小输出功率水平以下，则升压转换器开始以突发模式来操作， 其中，在DC总线电压32上，即，跨在总线电容器30上，生成额外的 电压波动。然后，该电压波动可能造成灯15闪烁。因此，控制IC Ul 的最小导通时间限制影响能够由镇流器IO提供的输出功率的范围。换 言之，如果镇流器IO被设计成驱动高功率灯，则镇流器可能不能将灯 15的亮度调暗至诸如1%的亮度的低光水平而没有闪烁。
为了使升压转换器26的输入功率减小到由控制IC Ul的最小导通 时间限制确定的最小水平以下，升压转换器包括延迟电路60来将某种 延迟引入升压转换器的操作中，以因此使升压转换器开始以非连续导 通模式进行操作。返回参考图2，将相位控制输入提供给延迟电路60， 使得延迟电路60有效地响应于灯15的期望亮度来控制晶体管Q1的操 作。当通过电感器L1的电流减小到O安培时，控制ICU1通过将驱动 引脚GTDRV驱动至高电平(即，约为DC电压Vcc的强度)来企图使 晶体管Ql导通。当晶体管Ql开始导通时，延迟电路60延迟tDELAY 的延迟时间，该延迟时间取决于灯的期望亮度。图3B是示出了延迟时 间tMLAY的通过电感器Ll的电流的电流波形72。
升压转换器26进一步包括场效应晶体管Q2，该晶体管Q2的栅极 通过电阻器R7 (例如，lkQ)耦合到控制ICU1的驱动引脚GTDRV。 当控制IC Ul将驱动引脚GTDRV驱动到高电平时，使晶体管Q2导通， 并且该晶体管Q2将过零检测引脚DETIN保持在大体上的电路公共端， 使得控制ICU1继续将驱动引脚GTDRV保持在高电平。因此，由于延 迟电路60允许升压转换器26的输入功率下降到由控制IC Ul的最小 导通时间确定的最小输入功率水平以下，所以镇流器IO有效地将灯15 的亮度向下驱动到约1%。
图5是延迟电路60的简化示意图。该延迟电路60包括相位控制
11-DC电压(control-to-DC-voltage)电路62、栅极驱动比较电路64和驱 动电路66。该延迟电路60从相位控制输入端接收相位控制信号 PH_CNTL，并且从控制IC Ul的驱动引脚GTDRV接收栅极驱动控制 信号GATE一DRV。延迟电路60向晶体管Ql的栅极提供驱动信号 DLY一OUT。
将相位控制信号PH一CNTL耦合到比较器U10 (例如，由National Semiconductor (国家半导体公司)制造的型号为LM2903的部件)的 负输入。将包括两个电阻器R10、 R12的电阻分压器耦合在DC电压 Vcc和电路公共端之间。例如，电阻器R10、 R12具有10kQ和2.2kQ 的电阻，使得电阻分压器向比较器U10的正输入提供约2.7V的参考电 压。当相位控制信号PH一CNTL低于该参考电压时，比较器U1的输出 被驱动到约电路公共端。当相位控制信号PH一CNTL上升到该参考电压 以上时，通过电阻器R14(例如，10kQ)将比较器U10的输出上拉到 基本上DC电压Vrc。由于相位控制信号PH—CNTL仅仅是提供给镇流 器的相位控制输入的成比例的(scaled)版本，因此比较器U10的输出 对于每个半周期的第一部分基本上等于0伏特，而对于每个半周期的 剩余部分基本上等于DC电压Vcc。换言之，比较器U10的输出处的电 压具有取决于灯15的期望亮度的占空比。
将比较器U1的输出提供给包括电阻器R16 (例如，10 kQ)和电 容器C12 (例如，10 pF)的低通滤波器，该低通滤波器对比较器的输 出进行滤波，以产生基本上的DC电压。由于在比较器的输出处的电压 的占空比取决于灯15的期望亮度，因此由该低通滤波器产生的DC电 压的强度也取决于灯的期望亮度。因此，相位控制-DC电压电路62生 成具有响应于相位控制信号PH一CNTL的强度的大致的DC电压。
将来自低通滤波器的滤波的DC电压提供给栅极驱动比较电路64， 该栅极驱动比较电路64还接收栅极驱动控制信号GATE一DRV。通过 具有例如5.6V的导通电压的齐纳二极管Z10将滤波的DC电压耦合到比较器U12的负输入。通过电阻器R18 (例如，44.2 kQ)将比较器U12 的负输入耦合到电路公共端。将滤波后的DC电压提供作为用于比较器 U12的参考电压。
通过电阻器R20(例如，6.34kQ)将栅极驱动控制信号GATE—DRV 耦合到比较器U12的正输入，该电阻器R20与电容器C12(例如，lnF) 形成低通滤波器。当栅极驱动控制信号GATE_DRV从低电平跳变到高 电平(即，控制ICU1正企图控制晶体管Q1变成导通)时，跨在电容 器C12上的电压初始地基本上是0伏特，并且将比较器U12的输出保 持在约电路公共端。由于栅极驱动控制信号GATE—DRV是高电平，因 此比较器U12的正输入处的电压随时间增加。当比较器U12的正输入 处的电压上升到高于该比较器的负输入处的电压(其取决于灯15的期 望亮度)时，允许该比较器的输出上升到高达栅极驱动控制信号 GATE_DRV (即，由电阻器R22 (例如，10kQ)上拉)。当将栅极驱 动控制信号GATE_DRV再次驱动到低电平时，电容器C12通过二极管 D10快速放电。
将比较器U12的输出提供给包括标准图腾柱结构的驱动电路66。 该驱动电路66包括NPN双极型晶体管Q10 (例如，型号为MPSA06 的部件)和PNP双极型晶体管Q12 (例如，型号为2N3906的部件)。 将晶体管QIO、 Q12的发射极耦合在一起，并且通过电阻器R26 (例如， 100 Q)提供驱动信号DLY_OUT。该发射极的结点还经由二极管D12 被耦合到栅极驱动控制信号GATE一DRV。当比较器的输出是低电平时， 晶体管Q12将驱动信号DLY—OUT下拉到基本上电路公共端。当比较 器U12的输出是高电平时，晶体管Q10将驱动信号DLY一OUT上拉到 基本上栅极驱动控制信号GATE—DRV。
因此，包括电阻器R16和电容器C12的低通滤波器将延迟量带入 驱动信号DLY一OUT中提供给晶体管Ql。该延迟量响应于灯15的期 望亮度。当延迟电路60将延迟引入到经由电感器Ll的电流时，升压
13转换器26以非连续导通模式来操作。由于升压转换器26以非连续导 通模式进行操作，因此与在升压转换器以临界导通模式进行操作的时 候，升压转换器的导通损耗和镇流器10的THD均增加。然而，镇流 器IO有效地将灯15的亮度向下驱动到低亮度(诸如1%)而没有来自 突发模式的闪烁。
图6是由延迟电路60提供的延迟量对灯15的期望亮度的图。尽 管当期望亮度非常低，即，10%以下时，仅在通过电感器L1的电流中 需要延迟，但是延迟电路60将延迟引入跨在灯15的调光范围上的升 压转换器26的操作中。由于比较器U10的限制，所以无法将由相位控 制-DC电压电路62提供的滤波的DC电压驱动到零伏特。因此，由延 迟电路60提供的驱动信号DLY—OUT总是具有一些延迟量(例如， lpsec)。因此，延迟不可能是零秒，并且升压转换器26不可能以临界 导通模式操作。
为了使镇流器10接收大范围的输入电压(例如，从约90到300 VAC)，必须改变电阻器RIO、 R12的电阻，以便改变提供给比较器UIO 的参考电压的强度。因此，镇流器IO无法作为有效地接收大范围的输 入电压的通用输入镇流器来提供。
因此，需要一种具有升压转换器的通用输入电子调光镇流器，该 升压转换器通常以临界导通模式操作，但仅当期望灯亮度低于预定亮 度时才以非连续的导通模式来操作。

发明内容
根据本发明， 一种用于驱动气体放电灯的电子调光镇流器包括 整流器、升压转换器、逆变器和控制电路。该整流器从AC电源接收 AC输入电压，并且产生具有峰值强度的整流电压。该升压转换器接收 该整流电压，并且产生基本上的DC总线电压，该总线电压具有大于该 整流电压的峰值强度的DC强度。该逆变器将该DC总线电压转换成高频AC输出电压来驱动灯。该控制电路接收表示灯的期望亮度的期望光 水平信号，以及向逆变器提供第一控制信号，并且向升压转换器提供 第二控制信号。该升压转换器在当灯的期望亮度接近高端亮度时以临 界导通模式操作，并且在当期望亮度接近低端亮度时以非连续导通模 式操作。特定地，升压转换器在当灯的期望亮度低于第一阈值亮度时 以非连续导通模式操作，并且在当期望亮度高于第二阈值亮度时以临 界导通模式操作。
本发明进一步提供了一种用于将气体放电灯驱动到期望亮度的电 子镇流器的升压转换器。该升压转换器接收整流电压，并且对总线电
容器充电以产生具有基本上的DC总线电压，该总线电压大于该整流电
压的峰值强度的DC强度。该升压转换器包括半导体开关、能量存储
元件(例如，电感器)和控制电路。该能量存储元件在当半导体开关 导通时充电，并且在当半导体开关不导通时放电到总线电容器。该控 制电路有效地耦合到半导体开关的控制输入来使半导体开关导通和不 导通，用以选择性地对能量存储元件充电和放电。该升压转换器在当 灯的期望亮度接近高端亮度时以临界导通模式操作，并且在当期望亮 度接近低端亮度时以非连续导通模式操作。
此外，本发明提供了一种使用用于驱动气体放电灯的电子镇流器
的升压转换器来使整流电压升高以产生基本上的DC总线电压的方法。 该方法包括下述步骤(1)接收灯的期望亮度；(2)以临界导通模 式操作升压转换器；(3)确定该期望亮度是否低于第一阈值亮度；以 及(4)当该灯的期望亮度低于该第一阈值亮度时，以非连续导通模式 操作升压转换器。
根据本发明的另一个方面， 一种用于驱动气体放电灯的电子调光 镇流器包括(1)整流器，该整流器有效地从AC电源接收AC输入 电压，并且产生具有峰值强度的整流电压；(2)升压转换器，该升压 转换器有效地接收该整流电压，并且产生基本上的DC总线电压，该总线电压具有大于该整流电压的峰值强度的DC强度；(3)逆变器，该 逆变器有效地将该DC总线电压转换成高频AC输出电压来驱动灯；以
及(4)控制电路，该控制电路有效地接收表示灯的期望亮度的期望光
水平信号，以及将第一控制信号提供给逆变器，并且将第二控制信号 提供给升压转换器。该升压转换器的特征在于最小输入功率和最大输
入功率，其中，该最大输入功率与该最小输入功率的比率大于20。
从参考附图的本发明的下面的描述中，本发明的其它特征和优点 将变得显而易见。


图1是用于驱动荧光灯的现有技术的电子镇流器的简化框图； 图2是图1的镇流器的升压转换器的简化示意图； 图3A是当图2的升压转换器以临界导通模式操作时通过该升压转
换器的电感器的电流的电流波形；
图3B是当图2的升压转换器以非连续导通模式操作时通过该升压
转换器的电感器的电流的电流波形；
图4是典型的镇流器的输入功率对荧光灯的亮度的图5是图2的升压转换器的延迟电路的简化示意图6是由图5的延迟电路提供的延迟量对荧光灯的期望亮度的图7是根据本发明的用于驱动荧光灯的电子调光镇流器的简化框图8是图7的镇流器的升压转换器的简化框图9是图8的升压转换器的延迟电路的简化框图IO是根据本发明的第一实施例的由图8的延迟电路引入的延迟
量对灯的期望发光亮度的图11是由图7的镇流器的控制电路执行的线路电压感测程序的简
化流程图12是根据本发明的第一实施例的由图7的镇流器的控制电路执 行的延迟程序的简化流程图；图13是根据本发明的第二实施例的由图8的延迟电路引入的延迟 量对灯的期望发光亮度的图；以及
图14是根据本发明的第二实施例的由图7的镇流器的控制电路执 行的延迟程序的简化流程图。
具体实施例方式
当结合附图阅读时，可以更好地理解前述的概述以及下面的优选 实施例的详细描述。为了说明本发明的目的，在附图中示出了目前优 选的实施例，其中，在附图的数个视图中，相同的附图标记表示类似 的部件，然而，应当理解，本发明不限于所公开的特定方法和手段。
图7是根据本发明的用于驱动荧光灯105的电子调光镇流器100 的简化框图。该电子调光镇流器100以与图1的现有技术的电子调光 镇流器相似的方式进行操作，并且包括具有与前文所述相同的功能的 许多类似的模块。下文将仅更加详细地描述与现有技术的镇流器10不 同的本发明的镇流器100的那些组件。
本发明的镇流器100包括由控制电路150控制的升压转换器126， 如下文将更加详细描述的。例如，该控制电路150优选地包括微处理 器，但是可以包括任何适当类型的控制器，诸如可编程逻辑器件(PLD)、 微处理器或者专用集成电路(ASIC)。镇流器IOO进一步包括通信 电路190和多个输入192，例如，该多个输入192用于从诸如感测传感 器、日光传感器、红外(IR)接收器或小键盘等多个外部设备(未示 出)接收控制信号。电源158生成具有适于对控制电路150供电的强 度(例如，5VDC)的DC电压Vcc。
将控制电路150耦合到相位控制输入、通信电路190和多个输入 192，使得控制电路有效地响应于相位控制输入、经由通信电路接收到 的数字消息或者从多个输入接收到的输入来控制逆变器42和升压转换 器126的操作。在共同受让的未决的2004年4月14日提交的标题为MULTIPLE-INPUT ELECTRONIC BALLAST WITH PROCESSOR (具
有处理器的多输入电子镇流器)的美国专利申请No. 10/824,248和2004 年12月14日提交的标题为"DISTRIBUTED INTELLIGENCE BALLAST SYSTEM AND EXTENDED LIGHTING CONTROL PROTOCOL (分布式智能镇流器系统和扩展的照明控制协议)"的美 国专利申请No. 11/011,933中更加详细地描述了有效地耦合到通信链 路和多个其它输入源的数字电子调光镇流器的示例。这两个申请的全 部公开内容通过引用并入于此。
本发明的控制电路150还响应于AC干线电压的强度。特定地， 控制电路150从包括两个电阻器R194、R196的电阻分压器接收表示由 整流器24提供的整流电压的强度的信号。优选地，电阻器R194、 R196 的电阻分别是996 kQ和10 kQ。
图8是升压转换器126的简化框图，该升压转换器126与现有技 术的镇流器10的升压转换器26 (如图2中所示)非常相似。此处将仅 更加详细地描述与现有技术的镇流器10的升压转换器26不同的升压 转换器126的组件。升压转换器126包括控制ICU110，例如，优选地 型号为TDA4863的部件(由Infineon Technologies (英飞凌科技公司) 制造)，该控制ICU110能够跨大范围的输入电压操作。延迟电路160 被耦合到控制IC U110的驱动引脚GTDRV，并且直接从控制电路150 接收控制信号BST_DLY。
图9是延迟电路160的简化框图，该延迟电路160与现有技术的 镇流器10的延迟电路60 (如图5中所示)非常相似。再一次，此处将 仅更加详细地描述与现有技术的镇流器10的延迟电路60不同的延迟 电路160的组件。由于根据本发明的延迟电路160不接收相位控制信 号PH—CNTL，因此该延迟电路不包括现有技术的延迟电路60的相位 控制-DC电压电路62。
18通过低通滤波器165仅将来自控制电路150的控制信号BST—DLY 耦合到栅极驱动比较电路64，该低通滤波器165包括两个电阻器R116、 R118和电容器C112。优选地，电阻器R116、 R118具有392 kQ的电 阻并且电容器C112具有1.0 (iF的电容。控制电路150优选地提供具有 占空比的控制信号BST_DLY，该占空比取决于灯15的期望亮度。低 通滤波器165对控制信号BST—DLY进行滤波，以产生基本上DC的电 压。栅极驱动比较电路164接收栅极驱动控制信号GATE一DRV，将该 栅极驱动控制信号GATE_DRV与低通滤波器165所产生的DC电压作 比较。由于该DC电压Va仅具有5 Vdc的強度，因此栅极驱动比较电 路164不包括用以将比较器U12的负输入处的电压减小至适当水平的 齐纳二极管ZIO。由栅极驱动比较电路164引入的延迟量取决于控制信 号BST一DLY的占空比。
图IO是根据本发明的第一实施例的由延迟电路160引入的延迟量 对灯105的期望发光亮度的图。优选地，控制电路150将控制信号 BST一DLY驱动至高电平(即，至约电源158的DC电压Vcc)或低电 平(即，至约电路公共端)，使得延迟电路160以两个分立(discrete) 水平将延迟引入到经由电感器L1的电流。根据本发明的第一实施例， 当期望亮度低于第一阈值亮度(例如，约高端亮度的55%)时，延迟 电路160将第一延迟量(例如，10 psec)引入升压转换器126的操作 中。当期望亮度高于第二阈值亮度(例如，约高端亮度的60%)时， 延迟电路160基本上不将延迟引入升压转换器126的操作中。优选地， 如图10中所示的提供滞后。
而且，控制电路150响应于AC干线电压的强度，即，表示电阻 器R194、R196提供的整流电压的强度的信号，来对控制信号BST一DLY 的占空比进行控制。优选地，当AC干线电压的强度约为120Vac吋， 控制信号BST_DLY的占空比被控制，使得从不将延迟引入升压转换器 126的操作中，即，升压转换器126独立于灯105的期望亮度来操作。 另一方面，如果AC干线电压约为277 VAc,则控制电路150对控制信号BST_DLY的占空比进行控制，使得升压转换器126如图10中所示 操作。
图11是由控制电路150周期性地，例如，每208 psec，执行的线 路电压感测程序1100的简化流程图。控制电路150在当AC干线电压 的强度约为277 Vac吋，设置变量LV一SENSE,并且在当AC干线电压 的强度约为120 V^时，清除变量LV—SENSE。该线路电压感测程序 1100包括一些滞后，即，在当AC干线电压的强度上升至约190 VAC 以上时，控制电路150设置变量LV—SENSE，而不清除变量LV—SENSE， 直到AC干线电压的强度下降至约170 Vac以下(反之亦然)。
参考图11，在步骤1110处，控制电路150使用模数转换器(ADC) 来对表示电阻器R194、 R196提供的整流电压的强度的信号进行采样。 在步骤1112处，从整流电压的最后480个样本计算平均值VAve (即， 对在最后100 msec上获取的样本取平均)。如果在步骤1114处设置了 变量LV—SENSE，并且在步骤1116处，在步骤1112处所计算的平均 值Vavg小于約170Vac，则在步骤1118处清除变量LV—SENSE。如果 在步骤1114处没有设置变量LV—SENSE,而在步骤1120处平均值VAV(3 大于或等于约190 VAC，则在步骤1122处设置变量LV一SENSE。否则， 在程序1100退出之前，不改变变量LV—SENSE。
图12是根据本发明的第一实施例的由控制电路150周期性地，例 如，每2.5 msec,执行的延迟程序1200的简化流程图。使用该延迟程 序1200，控制电路150响应于灯105的期望亮度和变量LV—SENSE，
(经由控制信号BST_DLY)来控制晶体管Ql的操作。控制电路150 将控制信号BST—DLY驱动至高电平，使得延迟电路160将延迟量(即， lO)isec)引入升压转换器126的操作中。控制电路150将控制信号 BST—DLY驱动至低电平来以临界导通模式操作升压转换器126。
如果在步骤1210处没有设置变量LV SENSE (即，将镇流器耦合到120 VAc的AC干线电压)，则在步骤1212处，控制电路150将控 制信号BST1DLY驱动至低电平，使得延迟电路160不将任何延迟引入 升压转换器126的操作中。如果在步骤1210处设置了变量LV一SENSE， 则在步骤1214处做出关于控制信号BST—DLY目前是否被驱动至高电 平的确定。如果在步骤1214处控制信号BST一DLY是低电平，并且在 步骤1216处期望亮度不小于55%，则在步骤1218处将控制信号 BST—DLY驱动至低电平。然而，如果在步骤1216处期望亮度已经被 控制在55%以下，则在步骤1220处将控制信号BST一DLY驱动至高电 平，使得升压转换器126开始以非连续导通模式操作。
如果在步骤1214处变量BST_DLY是高电平，并且在步骤1222 处期望亮度还没有上升至60%以上，则在步骤1220处，控制电路150 继续将控制信号BST—DLY驱动至高电平。然而， 一旦在步骤1222处 期望亮度大于或等于60%，就在步骤1224处将控制信号BST一DLY驱 动至低电平，并且该延迟程序1200退出。
替选地，控制电路160可以有效地对控制信号BST_DLY进行脉 宽调制(PWM)，使得以在第一阈值亮度和第二阈值亮度之间的一个 或多个中间级处提供由延迟电路160产生的延迟量。图13是根据本发 明的第二实施例的由延迟电路160引入的延迟量对灯105的期望发光 亮度的图。当期望亮度低于约55%时，控制电路150将控制信号 BST一DLY驱动至高电平，以将约10 iiisec的延迟引入升压转换器126 的操作中。当期望亮度高于约61%时，控制电路150将控制信号 BST一DLY驱动至低电平，使得不提供延迟。当期望亮度低于约60%， 但是高于约56%时，控制电路150生成作为PWM信号的控制信号 BST一DLY，以提供约5 psec的延迟。优选地，控制信号BST—DLY具 有50%的占空比和5msec的周期。再一次，如图13所示，在延迟的高、 中和低水平之间提供滞后。
图14是根据本发明的第二实施例的延迟程序1400的简化流程图。由控制电路150周期性地，即，每2,5 msec执行该延迟程序1400。如果在步骤1410处没有设置变量LV—SENSE,则将镇流器耦合到约120VAc的AC干线电压。因此，在步骤1142处，控制电路150将控制信号BST一DLY驱动至低电平，使得延迟电路160不提供延迟，并且该程序1400退出。
如果在步骤1410处设置了变量LV_SENSE,并且在步骤1414处控制信号BST—DLY当前被驱动至低电平，则在步骤1416处作出关于期望亮度是否小于60%的确定。如果在步骤1416处期望亮度小于60%，则在步骤1418处控制信号继续将控制信号BST_DLY驱动至低电平。否则，在步骤1420处将控制信号BST—DLY的状态改变成PWM，使得控制电路150开始驱动具有占空比的控制信号BST一DLY，以提供中间延迟量，艮口， 5 psec。
如果在步骤1414处没有将控制信号BST—DLY驱动至低电平，而在步骤1422处控制信号BST_DLY处于PWM状态，则在步骤1424处作出关于期望亮度是否上升至约61%以上的确定。如果是，则在步骤1426处，控制电路150再次将控制信号BST—DLY驱动至低电平来以临界导通模式操作升压转换器126。然而，如果在步骤1424处期望亮度不大于61%，并且在步骤1428处期望亮度不小于55%，则控制电路150触发(toggle)控制信号BST—DLY，以向延迟电路160提供PWM信号，并且因此提供中间延迟量。特定地，如果在步骤1430处控制信号BST—DLY是低电平，则在步骤1432处，控制电路150将控制信号BST—DLY驱动至高电平，并且该程序1400退出。如果在步骤1430处控制信号BST—DLY是高电平，则在步骤1434处控制电路150将控制信号BST—DLY驱动至低电平，并且该程序1400退出。由于约每2.5msec地执行该延迟程序1400，因此当控制信号BST—DLY处于PWM状态时，控制信号BST—DLY具有50。/。的占空比的约5 ms的周期。当在步骤1422处控制电路150驱动作为PWM信号的控制信号BST DLY，并且在步骤1428处期望亮度下降至低于55%时，控制电路150将控制信号BST一DLY驱动至高电平，以提供约10jisec的延迟。
如果在步骤1422处控制信号BST_DLY没有处于PWM状态(即，控制信号BST一DLY目前被驱动至高电平)，则在步骤1438处作出关于期望亮度是否大于56%的确定。如果在步骤1438处期望亮度大于56%，则在步骤1440处，控制电路150仅继续将控制信号BST_DLY驱动至高电平。然而，如果在步骤1438处期望亮度己经下降至低于56%，则在步骤1442处，控制电路150开始将控制信号BST—DLY驱动为PWM信号。
因此，本发明的镇流器100的升压转换器126不受现有技术的升压转换器26的最小输出功率要求的限制。根据本发明的镇流器100提供了对应于例如从6 W到120 W的大范围的输入功率的大范围的输出功率。镇流器100能够提供比最小输入功率大至少二十(20)倍的最大输入功率，g卩，最大输入功率与最小输入功率的比率等于至少二十。本发明的镇流器100还是通用输入镇流器，即，该镇流器可以跨一定范围的输入电压(例如，从约120 Vac到277 Vac)操作。
尽管关于本发明的特定实施例描述了本发明，但是对于本领域的技术人员来说，许多其它变化和修改以及其它的用途将变得显而易见的。因此，优选的是，本发明不由此处的特定公开内容来限定，而是仅由所附权利要求来限定。
权利要求
1.一种用于驱动气体放电灯的电子调光镇流器，所述电子镇流器包括整流器，所述整流器有效地从AC电源接收AC输入电压，并且产生具有峰值强度的整流电压；升压转换器，所述升压转换器有效地接收所述整流电压，并且产生基本上的DC总线电压，所述总线电压具有大于所述整流电压的所述峰值强度的DC强度；逆变器，所述逆变器有效地将所述DC总线电压转换成高频AC输出电压来驱动所述灯；以及控制电路，所述控制电路有效地接收表示所述灯的期望亮度的期望光水平信号，以及向所述逆变器提供第一控制信号，并且向所述升压转换器提供第二控制信号；其中，所述升压转换器有效地在当所述灯的所述期望亮度接近高端亮度时以临界导通模式操作，并且在当所述期望亮度接近低端亮度时以非连续导通模式操作。
2. 根据权利要求l所述的镇流器，其中，所述升压转换器有效地 在当所述灯的所述期望亮度低于第一阈值亮度时以非连续导通模式操 作，并且在当所述期望亮度高于第二阈值亮度时以临界导通模式操作。
3. 根据权利要求2所述的镇流器，其中，所述升压转换器包括延 迟电路，所述延迟电路有效地接收所述第二控制信号，并且控制通过 所述升压转换器的电流的导通，所述第二控制信号表示所述期望亮度， 使得所述延迟电路响应于所述灯的所述期望亮度。
4. 根据权利要求3所述的镇流器，其中，所述延迟电路有效地在 当所述期望亮度低于所述第一阈值亮度时将第一延迟量引入到经由所 述升压转换器的电流的导通，并且在当所述期望亮度高于所述第二阈值亮度时不引入延迟。
5. 根据权利要求4所述的镇流器，其中，所述延迟电路有效地在 当所述期望亮度在所述第一阈值亮度和第二阈值亮度之间时将第二延 迟量引入到经由所述升压转换器的电流的导通，所述第二延迟量小于 所述第一延迟量。
6. 根据权利要求5所述的镇流器，其中，所述控制电路有效地提 供作为脉宽调制信号的所述第二控制信号，以提供所述第二延迟量。
7. 根据权利要求5所述的镇流器，其中，所述第一延迟量约为10 微秒，并且所述第二延迟量约为5微秒。
8. 根据权利要求4所述的镇流器，其中，所述第一延迟量约为10 微秒。
9. 根据权利要求3所述的镇流器，其中，所述控制电路接收表示 所述整流电压的强度的信号。
10. 根据权利要求9所述的镇流器，其中，所述控制电路响应于 所述整流电压的强度向所述延迟电路提供所述第二控制信号。
11. 根据权利要求2所述的镇流器，其中，所述第一阈值亮度大 于所述第二阈值亮度。
12. 根据权利要求ll所述的镇流器，其中，当所述期望亮度下降 至所述第一阈值亮度以下时，所述升压转换器开始以非连续模式操作， 此后，仅当所述期望亮度上升回到所述第二阈值亮度以上时，所述升 压转换器才开始以所述临界导通模式操作。
13. 根据权利要求2所述的镇流器，其中，所述第一阈值亮度和所述第二阈值亮度是可编程的。
14. 根据权利要求2所述的镇流器，其中，所述控制电路包括微 处理器。
15. 根据权利要求2所述的镇流器，其中，所述第二控制信号包 括脉宽调制信号。
16. —种用于将气体放电灯驱动至期望亮度的电子镇流器的升压 转换器，所述升压转换器有效地接收整流电压，并且对总线电容器充 电，以产生基本上的DC总线电压，所述总线电压具有大于所述整流电 压的峰值强度的DC强度，所述升压转换器包括-半导体开关，所述半导体开关具有控制输入；能量存储元件，所述能量存储元件有效地在当所述半导体开关导 通时充电，并且在当所述半导体开关不导通时放电到所述总线电容器；控制电路，所述控制电路有效地耦合到所述半导体开关的所述控 制输入来使所述半导体开关导通和不导通，用以选择性地对所述能量 存储元件充电和放电，使得所述升压转换器在当灯的所述期望亮度接 近高端亮度时以临界导通模式操作，并且在当所述期望亮度接近低端 亮度时以非连续导通模式操作。
17. 根据权利要求16所述的升压转换器，其中，所述控制电路有 效地控制所述半导体开关，以在当所述灯的所述期望亮度低于第一阈 值亮度时以非连续导通模式操作所述升压转换器，并且在当所述期望 亮度高于第二阈值亮度时以临界导通模式操作所述升压转换器。
18. 根据权利要求17所述的升压转换器，进一步包括 延迟电路，所述延迟电路被耦合在所述控制电路和所述半导体开关的所述控制输入之间，所述延迟电路响应于所述控制电路来控制通过所述升压转换器的电流的导通，以在当所述期望亮度低于所述第一 阈值亮度时，将第一延迟量引入到经由所述升压转换器的电流的导通， 并且在当所述期望亮度高于所述第二阈值亮度时不引入延迟。
19. 根据权利要求18所述的升压转换器，其中，所述控制电路有效地以脉宽调制信号来驱动所述延迟电路。
20. 根据权利要求19所述的升压转换器，其中，所述控制电路有 效地以脉宽调制信号来驱动所述延迟电路，以将第二延迟量提供到通 过所述升压转换器的所述电流的导通中。
21. 根据权利要求17所述的升压转换器，其中，所述能量存储元 件包括电感器。
22. —种使用用于驱动气体放电灯的电子镇流器的升压转换器来 使整流电压升高以产生基本上DC的总线电压的方法，所述DC总线电 压具有大于所述整流电压的峰值强度的DC强度，所述方法包括下述步 骤接收灯的期望亮度；以临界导通模式来操作所述升压转换器； 确定所述期望亮度是否低于第一阈值亮度；以及 当所述灯的所述期望亮度低于所述第一阈值亮度时，以非连续导 通模式来操作所述升压转换器。
23. 根据权利要求22所述的方法，其中，以非连续导通模式来操 作所述升压转换器的步骤包括将第一延迟量引入到经由所述升压转 换器的电流的导通。
24. 根据权利要求23所述的方法，其中，以临界导通模式来操作 所述升压转换器的步骤包括不将延迟引入到经由所述升压转换器的电流的导通。
25. 根据权利要求23所述的方法，进一步包括下述步骤将第二延迟量引入到经由所述升压转换器的电流的导通。
26. 根据权利要求22所述的方法，进一步包括下述步骤 确定所述期望亮度是否高于第二阈值亮度；以及 当所述灯的所述期望亮度高于所述第二阈值亮度时，以临界导通模式来操作所述升压转换器。
27. —种用于驱动气体放电灯的电子调光镇流器，所述电子镇流器包括整流器，所述整流器有效地从AC电源接收AC输入电压，并且产 生具有峰值强度的整流电压；升压转换器，所述升压转换器有效地接收所述整流电压，并且产 生基本上DC的总线电压，所述总线电压具有大于所述整流电压的所述 峰值强度的DC强度；逆变器，所述逆变器有效地将所述DC总线电压转换成高频AC 输出电压来驱动所述灯；以及控制电路，所述控制电路有效地接收表示所述灯的期望亮度的期 望光水平信号，以及将第一控制信号提供给所述逆变器，并且将第二 控制信号提供给所述升压转换器，其中，所述升压转换器的特征在于最小输入功率和最大输入功率，使得所述最大输入功率与所述最小输入功率的比率大于20。
28. 根据权利要求27所述的镇流器，其中，所述升压转换器的特 征在于20kHz的最小操作频率。
全文摘要
一种用于驱动气体放电灯的电子调光镇流器的升压转换器具有增加的输出功率范围。该升压转换器在当灯的期望亮度低于第一阈值亮度时以非连续导通模式操作，并且在当期望亮度高于第二阈值亮度时以临界导通模式操作。该升压转换器包括延迟电路，该延迟电路用于将延迟量引入到经由该升压转换器的电流的导通。镇流器的控制电路有效地驱动该延迟电路，并且因此响应于灯的期望亮度来控制该升压转换器的操作。该控制电路进一步有效地通过脉宽调制信号来驱动该延迟电路，以将多个延迟量提供到该升压转换器的操作中。
文档编号H05B41/282GK101682972SQ200880015600
公开日2010年3月24日 申请日期2008年4月25日 优先权日2007年5月11日
发明者亚历山大·J·罗夫南, 文卡特什·基塔 申请人:卢特龙电子公司