专利名称：一种逐流无源因数校正电路及电子镇流器启动电路的制作方法
技术领域：
本发明属于电路领域，尤其涉及一种逐流无源因数校正电路及电子镇流器启动电路。
背景技术：
传统的逐流电路由于受到工作原理和电路结构的限制，输出直流电压纹波成分较 大，直流峰点和谷点的电压比值接近于2 1，虽然波动的直流电压对电子镇流器的正常工 作不会有太大的影响，但是对电子镇流器输出的灯电流波峰因素有较大影响，因此在采用 逐流电路时，必须注意对输出灯电流波峰因素的控制，使其符合有关标准的要求。如图1所示的采用逐流电路的桥式全波整流电阻负载电路，其中方框内是基本的 逐流电路，其基本原理是当t < 0时，逐流电路处于初始状态，电容C1、C2上都没有电压，Vo = 0。当t = 0时，接通交流输入电压Vin的电源开关，并假设此时刚好是Vin正半周的 起始零点。在o < t < 5ms期间，交流输入电压sin—，以正弦规律从零向Vm方向
逐步增大。此时整流二极管VD2、VD4反偏截止，整流二极管VD1、VD3正向导通，交流输入电 压Vin通过二极管VD1、VD3给电容C1、二极管VD6、电容C2组成的串联回路充电，同时给负 载RL提供电流。由于此时整流二极管VD1、VD3、VD6及输入电源Vin的内阻之和(3rd+rin)很小，充 电回路电容也较小，充电时间常数T为 由于充电时间常数T很小，所以逐流电路的输出电压的Vo几乎是追逐着交流输 入电压Vin上升。当Vin上升到峰值Vm(约311)时，Vo也几乎同时被充电到峰值Vm，这时 Vcl ^ Vc2 ^ Vm/2。
Ojjt当t彡5ms时，输入电压从峰值Vm按正弦规律Vin=siny开始下降。对普通整流
电路来说，整流二极管VD1、VD3就要反偏截止，但逐流电路却不一样。当交流输入电压Vin 从Vm开始下降时，电容C1就要通过负载RL、二极管VD7放电。一旦二极管VD7导通，Vo则 按指数规律变化 所以在这段时间内，交流输入电压Vin在每一时刻都比Vo高。每当交流输入电压 Vin从Vm下降的一瞬间，电容C1就迅速通过负载RL、二极管VD7放电，并且其放电速率比正弦下降速率高。直到Vin = Vm/2时亥lj，电容C1两端的电压Vm/2因放电而降至零。当Vin < Vm/2时，二极管VD5将自动导通，电容C2上存储的电荷将迅速通过二极管VD5、负载RL 放电，给负载续流。在此之后，出现Vin < Vo状态，所以整流二极管VD1、VD3开始截止，电 容C2通过二极管VD5、负载RL —直以指数规律放电。在此期间，Vo以指数规律变化。当t≥10ms以后，Vin处于负半周，此时整流二极管VD1、VD3反偏截止，整流二极 管VD2、VD4此时也处于反偏，不能马上导通。
2对Vin=Vm sin— > Vo(min)在10ms < t < 15ms期间，一直要等到输入电压大于输出电压时，整流二极管VD2、 VD4才导通，电源Vin通过电容C1、二极管VD6、电容C2先给电容C1充电。同理，因为充电 时间常数t很小，充电很快，Vo迅速达到Vin在此时的瞬时值，而后Vin —方面继续给电 容C1充电，另一方面给负载RL提供电流。因电容C1被充电，其电位上升到等于电容C2上 的电压Vc2(min)，Vin的继续上升将转为通过电容C1、二极管VD6、电容C2同时串联充电， 电容CI、C2两端的电位同时从Vo (min)开始上升，此时，Vo又将追逐着Vin以正弦规律上 升。当输入电压Vin上升到峰值电压Vm时，VC1、VD6、VC2三个电压之和迅速上升到Vm，这 时又回到Vcl ^ Vc2 ^ Vm/2状态。此后将周而复始，在负载RL两端形成直流脉动电压Vo。逐流电路使得电源电流的 波形不再是窄尖脉冲，由脉冲电流引起的谐波成分减少，而是逐步趋向连续，其电流幅度也 大为减小，同时整流二极管的导通时间增加，但对输出电压波形的改善效果不理想，不能有 效解决由于输入电流尖峰脉冲导致THD值过高的问题。
发明内容
本发明实施例的目的在于提供一种逐流无源因数校正电路，能够有效改善输出电 压波形，明显减小由于输入电流尖峰脉冲导致的THD值。本发明实施例是这样实现的，一种逐流无源因数校正电路，包括桥式整流电路，以 及逐流电路，所述逐流电路包括依次串联的二极管VD21、VD22、VD23和VD24，所述二极管VD21的阳极接地，所述 二极管VD24的阴极连接后级谐振变换驱动电路；电容C1，其一端连接所述桥式整流电路的共阴极点，另一端连接所述二极管 VD2UVD22中间的接点；电容C2，其一端连接所述二极管VD23、VD22中间的接点，另一端接地；以及高频滤波电容CV，其一端连接所述二极管VD22、VD23中间的接点，另一端连接后 级谐振变换驱动电路。本发明实施例的另一目的在于提供一种电子镇流器启动电路，所述启动电路包 括高频滤波电路，用于对交流输入进行高频滤波，消除高频干扰；桥式整流电路，用于对所述高频滤波电路高频滤波后的交流电进行整流，输出脉 动直流；逐流电路，用于对所述脉动直流的功率因数进行校正，抑制输入电流尖峰成分；以
谐振变换驱动电路，用于进一步消除所述脉动直流的谐波干扰，驱动后级负载；所述逐流电路包括依次串联的二极管D8、D7、D6和D5，所述二极管D8的阳极接所述谐振变换驱动电 路，所述二极管D5的阴极接所述桥式整流电路的共阴极点；电容C8，其一端连接所述二极管D7、D8中间的接点，另一端连接所述谐振变换驱 动电路；电容C9，其一端连接所述桥式整流电路的共阳极点，另一端连接所述二极管D5、 D6中间的接点；以及高频滤波电容，一端连接所述二极管D6、D7的接点，另一端连接所述谐振变换驱 动电路。本发明实施例的另一目的在于提供一种电子镇流器，包括启动电路，所述启动电 路包括高频滤波电路，用于对交流输入进行高频滤波，消除高频干扰；桥式整流电路，用于对所述高频滤波电路高频滤波后的交流电进行整流，输出脉 动直流；逐流电路，用于对所述脉动直流的功率因数进行校正，抑制输入电流尖峰成分；以 及谐振变换驱动电路，用于进一步消除所述脉动直流的谐波干扰，驱动后级负载；所述逐流电路包括依次串联的二极管D8、D7、D6和D5，所述二极管D8的阳极接所述谐振变换驱动电 路，所述二极管D5的阴极接所述桥式整流电路的共阴极点；电容C8，其一端连接所述二极管D7、D8中间的接点，另一端连接所述谐振变换驱 动电路；电容C9，其一端连接所述桥式整流电路的共阳极点，另一端连接所述二极管D5、 D6中间的接点；以及高频滤波电容，一端连接所述二极管D6、D7的接点，另一端连接所述谐振变换驱 动电路。本发明实施例的另一目的在于提供一种包含上述电子镇流器的照明设备。本发明实施例通过将传统逐流电路中电容之间的一个二极管拆分成两个二极管 串联，并在两个二极管和后级谐振变换驱动电路中间加入高频滤波电容，可有效改善输出 电压波形，明显减小由于输入电流尖峰脉冲导致的THD值，并可以有效提高电子镇流器的 功率因数，减小谐波电流干扰。
图1是现有技术提供的采用逐流电路的桥式全波整流电阻负载电路的结构图；图2是本发明实施例提供的逐流电路的结构图；图3是本发明实施例提供的电子镇流器启动电路的电路原理图；图4是本发明实施例提供的电子镇流器启动电路中高频滤波电路的结构6
图5是本发明实施例提供的电子镇流器启动电路中桥式整流电流的结构图；图6是本发明实施例提供的电子镇流器启动电路中逐流电路的结构图；图7是本发明实施例提供的电子镇流器启动电路中谐振变换驱动电路的结构图。
具体实施例方式为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对 本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并 不用于限定本发明。本发明实施例将传统逐流电路中原来电容之间的一个二极管拆分成两个二极管 串联，并在两个二极管和后级谐振变换驱动电路中间加入高频滤波电容，使得逐流无源功 率因素校正电路可有效提高电子镇流器的功率因数和减小谐波电流干扰。图2示出了本发明实施例提供的逐流无源因数校正电路的结构，为了便于说明， 仅示出了与本发明实施例相关的部分。滤波电路1由电容C和电感L组成。其中，电抗元件在电路中有储能作用，与电源 并联的电容C在电源供给的电压升高时，能将部分能量储存起来，而当电源电压降低时，就 将能量释放出来，使负载电压比较平滑，即电容C具有平波的作用。电感L串联在电源和电 容C之间，当电源供给的电流增加(由电源电压增加引起)时，它将能量储存起来，而当电 流减小时，又将能量释放出来，使负载电流比较平滑，因此电感L也有平波作用。桥式整流电路2由四个整流二极管VD1 VD4组成，四个整流二极管接成电桥形 式，故称桥式整流。在交流电VSIN的正半周时，整流二极管VD1、VD3导通，整流二极管VD2、 VD4截止，电流由滤波电路1的上端经整流二极管VD1 —逐流电路3 —整流二极管VD3回到 滤波电路1的下端，在逐流电路3上得到一半波整流电压。在交流电VSIN的负半周，整流二极管VD1、VD3截止，整流二极管VD2、VD4导通，电 流由滤波电路1的下端经VD2 —逐流电路3 — VD4回到滤波电路1上端，在逐流电路3上 得到另一半波整流电压。这样，就在逐流电路3上得到一个与全波整流相同的电压波形，其电流的计算与 全波整流相同。逐流电路3包括电容C1、C2、二极管VD21、VD22、VD23和VD24，以及高频滤波电容 Cv。其中二极管VD21、VD22、VD23以及VD24依次串联，二极管VD21的阳极接地，二极管 VD24的阴极连接后级谐振变换驱动电路。电容C1的一端连接桥式整流电路2的共阴极点，另一端连接二极管VD21、VD22中 间的接点。电容C2的一端连接二极管VD23、VD22中间的接点，另一端接地。高频滤波电容Cv的一端接二极管VD23和VD22的接点，另一端连接后级谐振变换 驱动电路。在输入电压以正弦规律从零往峰值Vm变化时，电容C1、二极管VD22、VD23和电容 C2组成的串联回路充电，同时给负载提供电流。当输入电压从峰值Vm开始下降，电容C1通过负载和二极管VD21放电。
7
当电容C1两端电压降至零时，二极管VD24自动导通，电容C2通过负载和二极管 VD24放电，给负载续流。当输入电压处于负半周，输入电压大于输出电压时，电源给由电容CI、C2和二极 管VD21、VD22组成的串联回路充电，输出电压跟随输入电压上升。当输入电压上升到峰值Vm时，又回到先前状态，从而在负载两端形式脉动的直流 电压，二极管VD21、VD22可减小往复充电过程中的峰值电流。由上述可知，在逐流电路3中，本发明实施例通过将现有逐流电路中电容C1、C2之 间的一个二极管拆分成VD21、VD22两个二极管串联，并在两个二极管VD21、VD22和后级谐 振变换驱动电路中间加入高频滤波电容Cv，在交流市电输入的每半个周期给电容C1、C2充
电，每个电容被充至及减去的4个二极管压降(桥式整流电路2中的两个二极管及二
极管 VD22、VD21)。在本发明实施例中，二极管体电阻RVD22、RVD23可以有效减小电容C1、C2往复充电过 程中的峰值电流。典型的逐流式电子镇流器的输入电流Iin中的尖峰脉冲是导致THD值较 大的主要因素，对此本发明实施例在逐流功率因数校正级与后级谐振变换之间加入高频滤 波电容Cv，高频滤波电容Cv根据高频谐振逆变电流的方向给电容C1、C2充电，从而使电容
C1、C2上的电压高于输入电压峰值Vm的一半，即直流总线的电压谷值大于改进后输出
电压波形大有改善，THD值明显减小。本发明实施例可以应用于各种照明设备的电子镇流器中，图3示出了本发明实施 例提供的电子镇流器启动电路的结构，为了便于说明仅示出了与本发明实施例相关的部 分。高频滤波电路31对交流市电输入进行高频滤波，消除高频干扰，输出至桥式整流 电路32。桥式整流电路32对高频滤波电路31高频滤波后的交流电进行整流，输出脉动直 流。逐流电路33对桥式整流电路32输出的脉动直流的功率因数进行校正，抑制输入 电流尖峰成分，减小谐波电流，可有效提高电子镇流器的功率因数，减小谐波电流干扰。谐振变换驱动电路34进一步消除脉动直流的消除谐波干扰，驱动后级负载电路， 如电子镇流器。如图4所示，高频滤波电路31为双Ji型LC高频滤波电路，包括电容C1 C7，电 感L1 L4。交流输入先经过电感L1、电容C1、C2组成的Ji型LC电路，再经过电感L2、L3，电 容C3、C4组成的双Ji型LC电路，然后经过电感L4，电容C4、C5组成的JI型LC电路，最后 将电容C6、C7串接后并入电路，电容C6与C7的连接点接地。交流输入经过电容C1、C2和电感L1组成的Ji型LC电路进行高频滤波，消除交流 中的高频分量和谐波干扰，其输出经过电感L2、L3进行滤波，然后再经过电容C4、C5和电 感L4组成的ji型LC电路进行高频滤波，最后经电容C6、C7消除高频干扰，经过多级高频 滤波后，输出改善后的交流电。如图5、图6所示，桥式整流电路32包括四个二极管Dl、D2、D3和D4组成的桥式整流，其中桥式整流的共阴极点接逐流电路33中二极管D5的阴极，共阳极点接逐流电路33 中电容C9的负极。二极管D3的阳极与高频滤波电路31中电容C6的非接地端相连。二极管D2的阴极与高频滤波电路31中电容C7的非接地端相连。桥式整流电路32将高频滤波电路31输出的交流输入整流成直流输出。交流输入 在正半周期时，二极管D2、D3导通，Dl、D4关断，③端为正，④端为负，交流输入在负半周期 时，二极管Dl、D4导通，D2、D3关断，此时，③端仍为正，④端仍为负，输出为直流，交流输入 整流成了直流输出。当交流输入为正时，①端为正，②端为负，二极管D2、D3承受正向电压导通，二极 管Dl、D4承受反向电压关断，电流从二极管D3流出，从二极管D2流入，此时，③端为正，④ 端为负。当交流输入为负时，①端为负，②端为正，二极管D1、D4承受正向电压导通，二极 管D2、D3承受反向电压关断，电流从二极管D1流出，从二极管D4流入，此时，③端为正，④ 端为负。由此可见，③端始终为正，④端始终为负，将高频滤波电路31输出的交流输入变为 脉动的直流输出。逐流电路33采用本发明实施例的改进结构，如图6所示，电容C10、CI 1并联，相当 于图2中的高频滤波电容Cv，其中二极管D8、D7、D6和D5依次串联，二极管D6的阳极接谐振变换驱动电路34，二极 管D5的阴极接桥式整流电路32的共阴极点。电容C8的一端连接二极管D7、D8中间的接点，另一端连接谐振变换驱动电路34。电容C9的一端连接桥式整流电路32的共阳极点，另一端连接二极管D5、D6中间 的接点。高频滤波电容的一端连接二极管D6、D7的接点，另一端连接谐振变换电路34，根 据高频谐振逆变电流的方向给电容C8、C9充电。作为本发明的一个实施例，将原来的高频滤波电容分为两个电容CIO、C11，电容 C10的一端连接二极管D6、D7的接点，另一端连接谐振变换驱动电路34的一端；电容C11 的一端连接二极管D6、D7的接点，另一端连接谐振变换驱动电路34的另一端。在本发明实施例中，电容C8、C9可以采用电解电容。在输入电压以正弦规律从零往峰值Vm变化时，电容C8、二极管D7、D6和电容C9组 成的串联回路充电，同时给负载提供电流。当输入电压从峰值Vm开始下降，电容C8通过负载和二极管D8放电，当电容C8两 端电压降至零时，二极管D5自动导通，电容C9通过负载和二极管D5放电，给负载续流。当输入电压处于负半周，输入电压大于输出电压时，由电容C8、二极管D7、D6和电 容C9组成的串联回路充电，输出电压跟随输入电压上升。当输入电压上升到峰值Vm时，又回到先前状态，从而在负载两端形式脉动的直流 电压，二极管D6、D7可减小往复充电过程中的峰值电流。谐振变换驱动电路34后连接电子镇流器，如图7所示，谐振变换驱动电路34包括 二极管D9 D13，电阻R1 R6，电容C12、C13，电感L5 L9，NPN三极管Ql、Q2和双向稳压管DB。二极管D9的阴极与逐流电路33中电容C8的正极相连，阳极与二极管D10的阴极 相连，二极管D10的阳极与逐流电路33中二极管D8的阳极相连。电阻R1的一端与二极管D9的阴极相连，另一端与二极管D9的阳极相连。电容C12的一端与二极管D9的阴极相连，另一端与二极管D9的阳极相连。NPN三极管Q1的集电极与二极管D9的阴极相连，发射极与电阻R2的一端相连，电 阻R2的另一端与NPN三极管Q2的集电极相连。NPN三极管Q2的发射极与电阻R6的一端相连，电阻R6的另一端与二极管D10的 阳极相连，NPN三极管Q1的基极与电阻R4相连，电阻R4的另一端与电感L5的一端相连， 电感L5的另一端与二极管D11的阴极相连。二极管D11阳极与电感L6的一端相连，电感L6的另一端与二极管D10的阳极相连。NPN三极管Q2的基极与电阻R5的一端相连，电阻R5的另一端与二极管D11的阳 极相连。电容C13的一端与二极管D11的阳极相连，另一端与二极管D10的阳极相连。双向稳压管DB的一端与NPN三极管Q2的基极相连，另一端与二极管D11的阳极 相连。电阻R3的一端与二极管D9的阴极相连，另一端与二极管D11的阳极相连。电感L7的一端与二极管D9的阳极相连，另一端与电感L8的一端相连，电感L8另 一端与电感L9的一端相连，电感L9另一端与二极管D13的阳极相连。二极管D12的阳极与逐流电路33中二极管D6的阳极相连。在本发明实施例提供的电子镇流器启动电路中，交流输入进入高频滤波电路31， 高频滤波电路31中的电容消除输入中的高频分量，电感对输入进行滤波，消除谐波干扰， 输出至桥式整流电路32，经过四个二极管组成的整流桥，每个时刻不同桥臂上下各有一个 二极管导通，实现对交流输入的整流。桥式整流电路32输出的脉动直流至逐流电路33，当电压从零增大时，逐流电路33 中的电容快速充电，当电压从峰值下降时，电容迅速放电，给负载续流，下一阶段，电源又会 给电容充电，周而复始在负载两端形成脉动直流电压，电源电流波形逐步趋向连续，电路中 的二极管也能有效减小往复充电过程中的峰值电流，通过在逐流功率因数校正级与后级谐 振变换之间加入高频滤波电容，使得输出电压波形大有改善，THD值明显减小。本发明实施例通过将传统逐流电路中电容之间的一个二极管拆分成两个二极管 串联，并在两个二极管和后级谐振变换驱动电路中间加入高频滤波电容，可有效改善输出 电压波形，明显减小由于输入电流尖峰脉冲导致的THD值，并可以有效提高电子镇流器的 功率因数，减小谐波电流干扰。本发明实施例提供的逐流电路应用于电子镇流器后，可以改善电源输入电流的波 形，减小输入电流中的谐波含量，并减小大批量使用电子镇流器时对三相供电线路中的零 线电流，从而可以极大地减小对电网的污染，改善三相供电的安全性能。另外，还可以提高 线路功率因数，减小供电线路的损耗，使直流平均输出电压Vo降低，晶体管的工作可靠性 提高，因而电子镇流器的工作可靠性也可得以提高。其次，还减小了浪涌启动电流，增加了
10三相供电系统的工作可靠性。另外，可以降低电容C8、C9的容量和耐压，提高其工作可靠 性。由于电解电容C8、C9的容量可减小，所以可以用聚丙烯电容来取代电解电容，从而解决 电解电容高温、高压下工作可靠性差的问题。 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精 神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
权利要求
一种逐流无源因数校正电路，包括桥式整流电路，以及逐流电路，其特征在于，所述逐流电路包括依次串联的二极管VD21、VD22、VD23和VD24，所述二极管VD21的阳极接地，所述二极管VD24的阴极连接后级谐振变换驱动电路；电容C1，其一端连接所述桥式整流电路的共阴极点，另一端连接所述二极管VD21、VD22中间的接点；电容C2，其一端连接所述二极管VD23、VD22中间的接点，另一端接地；以及高频滤波电容CV，其一端连接所述二极管VD22、VD23中间的接点，另一端连接后级谐振变换驱动电路。
2.一种电子镇流器启动电路，其特征在于，所述启动电路包括 高频滤波电路，用于对交流输入进行高频滤波，消除高频干扰；桥式整流电路，用于对经所述高频滤波电路高频滤波后的交流电进行整流，输出脉动 直流；逐流电路，用于对所述脉动直流的功率因数进行校正，抑制输入电流尖峰成分；以及 谐振变换驱动电路，用于进一步消除所述脉动直流的谐波干扰，驱动后级负载； 所述逐流电路包括依次串联的二极管D8、D7、D6和D5，所述二极管D8的阳极接所述谐振变换驱动电路， 所述二极管D5的阴极接所述桥式整流电路的共阴极点；电容C8，其一端连接所述二极管D7、D8中间的接点，另一端连接所述谐振变换驱动电路；电容C9，其一端连接所述桥式整流电路的共阳极点，另一端连接所述二极管D5、D6中 间的接点；以及高频滤波电容，一端连接所述二极管D6、D7的接点，另一端连接所述谐振变换驱动电路。
3.如权利要求2所述的电子镇流器启动电路，其特征在于，所述高频滤波电容包括 电容ClO和电容Cll ；所述电容Cio的一端连接所述二极管D6、D7的接点，另一端连接所述谐振变换驱动电 路的一端；所述电容Cll的一端连接所述二极管D6、D7的接点，另一端连接所述谐振变换驱动电路的另一端。
4.如权利要求2所述的电子镇流器启动电路，其特征在于，所述电容C8和电容C9为电 解电容。
5.如权利要求2所述的电子镇流器启动电路，其特征在于，所述电容C8和电容C9为聚 丙烯电容。
6.一种电子镇流器，包括启动电路，其特征在于，所述启动电路包括 高频滤波电路，用于对交流输入进行高频滤波，消除高频干扰；桥式整流电路，用于对所述高频滤波电路高频滤波后的交流电进行整流，输出脉动直流；逐流电路，用于对所述脉动直流的功率因数进行校正，抑制输入电流尖峰成分；以及谐振变换驱动电路，用于进一步消除所述脉动直流的谐波干扰，驱动后级负载； 所述逐流电路包括依次串联的二极管D8、D7、D6和D5，所述二极管D8的阳极接所述谐振变换驱动电路，所述二极管D5的阴极接所述桥式整流电路的共阴极点；电容C8，其一端连接所述二极管D7、D8中间的接点，另一端连接所述谐振变换驱动电路；电容C9，其一端连接所述桥式整流电路的共阳极点，另一端连接所述二极管D5、D6中 间的接点；以及高频滤波电容，一端连接所述二极管D6、D7的接点，另一端连接所述谐振变换驱动电路。
7.如权利要求6所述的电子镇流器，其特征在于，所述高频滤波电容包括 电容ClO和电容Cll ；所述电容Cio的一端连接所述二极管D6、D7的接点，另一端连接所述谐振变换驱动电 路的一端；所述电容Cll的一端连接所述二极管D6、D7的接点，另一端连接所述谐振变换驱动电路的另一端。
8.如权利要求6所述的电子镇流器，其特征在于，所述电容C8和电容C9为电解电容。
9.如权利要求6所述的电子镇流器，其特征在于，所述电容C8和电容C9为聚丙烯电容。
10.一种包含权利要求6至9任一权利要求的电子镇流器的照明设备。
全文摘要
本发明适用于电路领域，提供了一种逐流无源因数校正电路及电子镇流器启动电路，所述逐流无源因数校正电路中的逐流电路包括依次串联的二极管VD21、VD22、VD23和VD24，所述二极管VD21的阳极接地，所述二极管VD24的阴极连接后级谐振变换驱动电路；电容C1，其一端连接所述桥式整流电路的共阴极点，另一端连接所述二极管VD21、VD22中间的接点；电容C2，其一端连接所述二极管VD23、VD22中间的接点，另一端接地；以及高频滤波电容CV，其一端连接所述二极管VD22、VD23中间的接点，另一端连接后级谐振变换驱动电路。本发明可有效改善输出电压波形，明显减小THD值。
文档编号H05B41/282GK101883464SQ20101019117
公开日2010年11月10日 申请日期2010年6月2日 优先权日2010年6月2日
发明者周明杰, 徐伟 申请人:海洋王照明科技股份有限公司;深圳市海洋王照明技术有限公司