将来自交流电线电压源的电能传递到负载的双线调光器的制作方法

文档序号:8139821
专利名称:将来自交流电线电压源的电能传递到负载的双线调光器的制作方法
技术领域
本发明涉及负载控制电路,例如,电灯调光电路,尤其涉及一种用于减小噪声的改良负载控制电路,特别与变压器供电的照明负载的调光控制有关。本发明也可以被用于控 制电机的速度,诸如风扇、电动窗口处理以及电气工具如钻孔机、研磨机和磨沙机。
背景技术
低压照明设备,例如,卤素灯,近年来的使用不断增加。这些电灯在低压下工作,例 如12V或24V,于是,采用变压器将正常线电压减小为操作该电灯所需的低电压。用户在操作这种电灯时关于噪声的抱怨有所增加。该噪声被认为源于多种因素, 包括在与发光体相同的空间中低切面变压器的使用,环形变压器使用的增加(相对“线圈 和线芯”变压器,如具有EI线芯的变压器,该变压器具有由E-形和I-形片制成的叠片铁 芯),以及住宅应用中的明线或导轨低压照明设备的使用的增加。主要的,该增加似乎是由 于大型VA(伏-安)环形变压器(典型地,在150-600VA的范围内)的使用。噪声一直是伴随磁低压(MLV)负载的问题。与变压器初级绕组串联放置的电灯除 嗡鸣线圈或扼流圈通过增加电流的上升时间来减小或消除噪声。尽管如此,鉴于现在上述 因素常常存在于低压发光体的实施方案中,该解决办法被证明是不够的。看来噪声的一个 原因是由于输入波形中的直流(DC)分量使得变压器饱和更容易。当变压器具有少许或没 有气隙时,这尤其是个问题,例如象环形变压器也是如此。因此需要一种改进的负载控制电路,具体的说,一种调光电路,用于低压发光体和 具有MLV负载的应用中,以减小噪声的产生。图1表示了典型的现有技术双线断相(有时称为“相位-控制”)调光电路100。 调光电路100被认为是一个双线调光器,因为唯一需要的连接是热端(HOT terminal) 102 和调光热端(DIMMED HOT terminal) 106,热端102被连接到行频交流(AC)电压104的电源 的第一接线端,调光热端106被连接到负载108的第一接线端。负载108的第二接线端被 连接到交流(AC)电压源104的第二接线端,以完成该电路径。调光热端输出电压包括断相 AC电压波形,为本领域技术人员所公知,其中电流在AC波形的每个半周期的某一相角之后 只被提供到电灯负载。为了完成这些,采用触发三极管110来控制传递给负载108的电压量。计时电 路120包括双移相电阻器电容器(RC)电路,该双移相电阻器电容器(RC)电路具有电阻器 R122、电位计R124以及电容器C126、C128。在每个半周期中的所选相角之后为了接通触发 三极管110,计时电路120设置阈值电压,该阈值电压是电容器C128两端的电压。电容器 C128的充电时间响应于电位计R124的电阻变化而变化,以改变触发三极管导通时的所选 相角。双向触发二极管130与触发三极管110的控制输入或栅极串联,并被用作触发装置。双向触发二极管130具有转折电压(例如30V),以及仅当阈值电压超过双向触发二极管的 转折电压加上触发三极管的栅压时,将电流通到触发三极管的栅极。现有技术电路也采用 包括电感器L142、电阻器R144以及电容器C146的输入噪声/EMI滤波器级。图2A中表示了另一现有技术电路200。该电路采用电压补偿电路250,该电压补 偿电路250包括双向触发二极管252和电阻器R254,用于调整电位计R224的电压,从而补 偿线电压振幅变化。众所周知,双向触发二极管具有负阻抗传输功能,所以,当通过双向触 发二极管的电流减小,该双向触发二极管两端的电压增加。随着调光器两端的电压减小,通 过双向触发二极管252的电流也减小。结果,双向触发二极管252两端的电压增加,导致流 过R224到C228的电流增加,由此导致电容器C228很快充电到阈值电压。这导致触发三极 管210的导通时间增加,以补偿调光器两端的减小的电压,由此保持设置的亮度级。此外,图2A中所示的现有技术电路包括DC电压校正电路260,该DC电压校正电 路260包括电容器C264和电阻器R262,用于保持零伏DC的净平均输出电压。在美国专利 4,876,498中,描述了 DC电压校正电路的工作,在此将其全部引入以供参考,因此在此将不 作进一步描述。图1和图2A中的现有技术装置被认为当负载被耦合到调光器的输出端时导致负 载中,如MLV电灯负载中过量噪声的产生,所述MLV电灯负载包括变压器供电的低压灯泡。图2B表示了由图2A中的现有技术电路提供的600VA环形铁芯变压器两端的电压 波形。该波形展示了在两个半周期中的不对称。在此使用的不对称,意味着正半周期、(1 ) 中触发三极管的导通时间与负半周期t2(NE(;)中触发三极管的导通时间不同。结果,在正半周 期过程中负载两端的电压曲线以下的面积(用伏秒测量)与负半周期过程中负载两端的电 压曲线以下的面积(用伏秒测量)不同。该不对称导致输出电压具有净DC分量。普遍认 为,该不对称导致变压器饱和,因此增加噪声。在部分标记A中,图2B所示的过冲电压表示 由于输出电压波形中的不对称,变压器被饱和。在此情况下,电灯除嗡鸣线圈或扼流圈将不 能消除来自变压器的噪声,该噪声源于输出电压中的不对称,因为该线圈或扼流圈没有消 除净DC分量。图3A表示了另一现有技术电路的示意图,该电路包括三线调光器300,所述三线 调光器300具有用于直接连接到AC电压源的中线的中性端。该电路具有与图2A的现有技 术电路类似的结构,以及包括触发三极管310、计时电路320、触发电路330、电压补偿电路 350以及DC校正电路360。计时电路320包括电位计R324,用于设置触发三极管310的所 需导通时间,并由此设置调光器300的所需输出电压,以及充电到阈值电压的电容器C328。 触发电路330包括由二极管D331,D332以及晶体管Q333,Q334构成的电流放大器、由电桥 BR335,电阻器R336,R337构成的全波桥式整流器、由硅双向开关338、光耦合器339以及电 阻器R340、R341构成的阈值装置。光耦合器339在中性端(NEUTRAL)和触发三极管310之 间提供电绝缘。电桥BR335允许电流在AC线电压的两个半周期过程中从同一方向流过光 耦合器339的光电二极管339A。硅双向开关338只有当电容器C328两端的电压达到阈值 时才允许电流流过光电二极管339A。人们已发现,与图1和2A的电路相比,图3A的电路导致较小的噪声。图3B表示了 图3A的电路的输出波形,示出如何利用较小DC分量使波形更对称。图3A中的三线调光器 具有更对称的输出波形,因为中性连接的存在允许计时电路320被从负载断开。三线调光器的计时电路320从热端(HOTterminal)通过计时电路320到中性端(NEUTRAL terminal) 进行充电。相反,图2A的双线调光器的计时电路220从热端通过计时电路220到调光热端 进行充电,然后通过负载到AC电压源的中性连接。人们已认识到,如果双线负载控制电路的双向开关的导通时间在正和负半周期中 是相同的,那么输出电压波形显示出更大的对称性,并且因此,显示出减小的DC分量。人们 相信,双向触发二极管和触发三极管在它们各自的工作模式中电压和电流特性曲线的不对 称有助于输出波形的不对称和DC分量。具体地说,不对称的三种原因已经被确定(1)在 第一方向上的双向触发二极管的转折电压与第二(相反)方向上的双向触发二极管的转折 电压不同;(2)在第一方向上导通时的双向触发二极管的伏-安特性曲线与在第二方向上 导通时双向触发二极管的伏-安特性曲线不同;以及(3)在第一方向上接通时进入触发三 极管的栅极的电流与在第二(相反)方向上接通时输出触发三极管的栅极的电流不同。参考图3C,可以看到双向触发二极管的电压-电流(V-I)特性曲线。已经发现,在 第一象限中工作的双向触发二极管的V-I特性曲线很少(如果有过的话)与在第三象限中 工作的相同双向触发二极管的V-1特性曲线对称。例如,vTO+,是导通的第一(或前向)方 向中的双向触发二极管的转折电压,其大小不可能等于,所述VM_是导通的第二(或反 向)方向中的双向触发二极管的转折电压。转折电压大小的不相等尤其影响图2A中双线 调光器中所示的电容器C228的充电时间。第一⑴和第三(III)象限操作中的V-I特性曲线的形状,特别是,转折电压的大 小,VBB+和VBB_,影响电容器C228最终放电的级别。如果这些V-1特性曲线不完全对称,那 么在线周期的每个半周期未端,电容器C228不可能放电至相同点。这在每个半周期的开始 时可能导致电容器C228的初始条件不相同。由此,在从半周期至半周期的相同时间量中, 电容器C228将不会始终充电至所需的阈值电压。参考图3D,在其中可能看到波形,_Ve228,用于电容器C228两端的电压,以及图2A 中的双线调光器的触发三极管的栅电流的波形,IeATE。在图3D中,垂直电压刻度是20V/div, 垂直电流刻度是0. 5A/div,以及水平时间刻度是2ms/div。在该图中,为了便于观察,电容 器电压Ve228的极性已被反转。应当理解,此刻,该触发三极管开始导通,当触发三极管在第 一(或正)方向(对应于象限I中的导通)开始导通时,电流尖峰,& (约0.65A),流入触 发三极管栅极引线中,以及当触发三极管开始在第二(或负)方向(对应于象限III中的 导通)中导通时,尖峰电流,Sin (约1.1A),流出触发三极管栅引线。因此,可以看到在负半 周期过程中流出触发三极管栅极的电流几乎为正半周期过程中流入触发三极管栅极中的 电流的两倍大。两个方向中的尖峰电流大小的不相等导致在每个半周期的末端电容器C228 放电至不同的级别,这在随后的半周期的开始时,又导致C228的初始条件不同。电容器 C228的初始条件的差异使得一个半周期的触发三极管的导通时间不同于下一个半周期。因此,需要一种双线负载控制电路为MLV负载,如变压器供电的电灯负载,提供实 质上不具有DC分量的对称电压波形。具体地说,需要具有双向触发二极管和触发三极管的 双线调光器,其中双向触发二极管和触发三极管中的不对称被显著的减小或消除。

发明内容
本发明的目的是提供一种改进的负载控制电路,例如,减小噪声的调光器电路,特别当与MLV电灯负载一起使用时。本发明的另一目的是提供一种负载控制电路以提供实质上不具有DC分量的电压 输出波形。本发明的目的通过一种负载控制电路来实现,该负载控制电路包括用于将交流 源波形的正和负半周期的至少一部分切换至负载的双向半导体开关,所述双向半导体开关 具有控制电极;所述负载控制电路还包括相角设置电路,该相角设置电路包括计时电路,当 双向半导体开关导通时,所述计时电路在AC源波形的每个半周期过程中设置相角;该相角 设置电路包括与所述开关的控制电极串联连接的电压阈值触发装置;该相角设置电路还包 括串联连接于计时电路的输出端和半导体开关的控制电极之间的整流器电桥,该整流器电 桥具有第一对接线端和第二对接线端,所述第一对接线端串联连接于计时电路的输出端和 半导体开关的控制电极之间,所述第二对接线端与电压阈值触发装置连接,由此与负载控 制电路串联连接的负载中产生的噪声被减小。本发明的目的还通过一种方法来实现,该方法用于从交流(AC)源波形减小被断 相负载控制电路驱动的电负载中产生的噪声,该方法包括当双向半导体开关导通时,在 AC源波形的每个半周期过程中设置相角,提供与所述开关的控制电极串联连接的电压阈值 触发装置,由此当阈值电压被超出时,控制电极电流被提供给所述开关;还包括提供控制电 极电流给所述开关,因此控制电极电流仅仅在一个方向流过电压阈值触发装置,由此减小 控制电极电流中的不对称,以及有助于减小负载中的噪声。本发明的目的还通过一种负载控制电路实现,该负载控制电路具有用于与受控负 载串联连接的第一和第二接线端,该负载控制电路包括用于将交流源波形的正和负半周期 的至少一部分切换至负载的双向半导体开关,所述双向半导体开关具有控制电极;所述负 载控制电路还包括相角设置电路,该相角设置电路包括计时电路,当双向半导体开关导通 时,所述记时电路在AC源波形的每个半周期过程中设置相角,该相角设置电路包括与所述 开关的控制电极串联连接的电压阈值触发装置;所述相角设置电路还包括在计时电路和半 导体开关的控制电极之间连接的第一电路,该第一电路用于确保流过电压阈值触发装置的 电流仅仅在一个方向上流动,其中该第一电路具有第一对接线端和第二对接线端,所述第 一对接线端串联连接在计时电路的输出端和半导体开关的控制电极之间,所述第二对接线 端与电压阈值触发装置连接,由此与负载控制电路串联连接的负载中产生的噪声被减小。本发明的目的还通过一种双线调光器来实现,该双线调光器用于将来自交流电即 线电压源的电能传递到负载,该双线调光器包括双向半导体开关,用于被耦合于所述电源 和所述负载之间,所述半导体开关具有控制输入端并且可用于提供输出电压至所述负载; 计时电路,用于被耦合于所述电源和所述负载之间并且具有一输出端,所述计时电路用于 产生表示所述双向半导体开关的所需导通时间的信号;触发装置,具有与所述计时电路的 所述输出端串联电连接的第一接线端和与所述双向半导体开关的所述控制输入端串联电 连接的第二接线端,当电流从所述第一接线端流至所述第二接线端时,所述触发装置具有 第一伏-安特性曲线,以及当电流从所述第二接线端流至所述第一接线端时,所述触发装 置具有第二伏_安特性曲线,其中所述第一伏_安特性曲线实质上与所述第二伏_安特性 曲线一致;以及在所述计时电路的所述输出端和所述半导体开关的所述控制输入端之间串 联电连接的阻抗,所述阻抗保证流入所述控制输入端的电流大小实质上与流出所述控制输入端的电流大小相等。本发明的其他目的、特点和优点将从以下参考附图对本发明所做的详细说明中直 观的得出。


下面对本发明做进一步详细的描述,其中图1示出了现有技术双线调光器电路;图2A示出了另一现有技术双线调光器电路;图2B示出了图2A中的调光器电路的输出电压波形;图3A示出了现有技术三线调光器电路;图3B示出了图3A中的调光器电路的输出波形;图3C示出了典型的双向触发二极管的V-I特性曲线;图3D示出了图2A中的调光器电路的触发三极管栅电流和计时电路电容器电压波 形;图4A示出了依照根据本发明的改进负载控制电路;图4B示出了图4A中的负载控制电路的输出电压波形;图4C示出了图4A中的负载控制电路的触发三极管栅电流和计时电路电容器电压 波形;图5示出了依照本发明的用于风扇电机速度控制的负载控制电路;图6示出了本发明采用电压补偿双向触发二极管的电路;以及图7示出了用于具有和不具有本发明元件的负载控制电路的多种实施例的输出 电压波形的直流(DC)分量相对输出电压的有效值(RMS)值的标绘图。本发明的其他目的、特点和优点将从以下详细说明中直观的得出。
具体实施例方式现在参考附图,图4A表示依照本发明的改进负载控制电路,具体地说,是用于减 小噪声的调光器电路400。交流电源404的高电位侧通常被连接到热端402,并且驱动电灯 负载的变压器的初级绕组的一侧被典型地连接到调光热端406。所述调光器电路包括噪声 /EMI滤波器电路,该噪声/EMI滤波器电路包括电感器L442、电阻器R444以及电容器C446。 电阻器R422、电位计R424以及电容器C426、C428构成双移相RC计时电路420,其中通过电 位计R424可变地设置时间常数,由此改变电容器C428充电的时间。一旦触发装置(双向 触发二极管430)的阈值被超出,电容器C428的充电率又将改变双向半导体开关(触发三 极管410)导通时交流(AC)波形的相角。依照本发明,为了减小噪声,双向触发二极管430被耦合到整流器电桥470中,该 整流器电桥470包括二极管D472、D474、D476和D478。整流器电桥的第一对接线端AC1, AC2与计时电路的输出端(R424和C428的接点)和触发三极管410的栅极串联连接,优选 情况下与另一电阻器R480串联,之后将说明其功能。双向触发二极管430被并联于整流器 电桥的第二或DC输出端的一对接线端DC+,DC-。整流器电桥470的目的是保证通过双向触发二极管430的电流一直在同一方向上流动。由于正和负半周期流过双向触发二极管的电流一直在同一方向上,这通过双向触发 二极管430消除正向和反向导通之间的任一不对称。利用正电流流动的惯例,流过双向触 发二极管430的电流用于箭头432所示方向的两个半周期。在正半周期过程中,电流流过 二极管D472、箭头432方向的双向触发二极管430,然后流过二极管D476。对于负半周期, 电流流过二极管D474、箭头432方向的双向触发二极管430,然后流过二极管D478。由此, 在双向触发二极管中由电流相反方向流动引起的任一不对称被消除。因此,所述双向触发二极管430和整流器电桥470构成触发装置,该触发装置具有 与计时电路420的输出端串联电连接的第一接线端AC1和与双向半导体开关410的控制输 入端串联电连接的第二接线端AC2。此外,当电流从第一接线端AC1流到第二接线端AC2 时,该触发装置具有第一伏_安特性曲线,以及当电流从第二接线端AC2流到第一接线端 AC1时,该触发装置具有第二伏_安特性曲线。因为在正和负线半周期过程中,所述整流器 电桥470抑制电流在同一方向上流过双向触发二极管430,第一伏-安特性曲线实质上与第 二伏-安特性曲线一致。此外,图2A中的补偿双向触发二极管252已被从图4A中的电路中消除了,由此消 除不对称的另一势源。尽管如此,图4A中所示的桥式整流器470也可以用于图2A中的电 路以减小不对称。这在图6中有表示,表示了图4A那样的电路,但是采用电压补偿双向触 发二极管652。通过以类似于将电桥670装入双向触发二极管630的方式,在整流器电桥内 装入补偿双向触发二极管652,图6中的负载控制电路可以进一步被修改。电阻器R480用作栅电流限制阻抗。该栅极电阻器限制栅电流,因此在连续的正和 负半周期中,触发电容器C428的初始条件实质上是相同的。栅极电阻器R480平衡两个半 周期中的栅电流,以补偿计时电路电容器C428的放电,因此在每个连续的半周期开始时的 初始条件实质上是相同的。电阻器R480的优选值范围从大约33欧姆至大约68欧姆。优 选情况下,该电阻器R480的值约为47欧姆。尽管栅电流限制阻抗R480已经在位于触发装置(包括双向触发二极管430和整 流器电桥470)和双向半导体开关410的控制导线之间表示出,阻抗R480可以位于与双向 半导体开关410的控制导线串联电连接的任何地方。例如,阻抗R480可以位于计时电路 420的输出端和触发装置(双向触发二极管430和电桥470)的输入端之间。另一例,阻抗 R480可以位于电桥470内部,与双向触发二极管430串联。图4B表示了图4A中的电路的输出电压波形。如图所示,该波形表示了更大的对 称性,如所示正半周期中触发三极管的导通时间t4(PQS)实质上等于负半周期中触发三极管 的导通时间t4(NH;)。图4B中,缺少图2B中的波形标记A的一部分,表示了变压器负载不再 饱和,以及图4B中的波形具有减小的DC分量。通过在调光器的输出端和中线之间放置RC 低通滤波器,然后用万用表在调光器的输出端测量直流(DC)电压,以观测图4B中的波形的 DC分量。利用图4A中的电路,在120Vkms线路上直流分量典型地测得为约40mV至约60mV。现在转到图4C,可以看到图4A中的负载控制电路的触发三极管栅电流和计时电 路电容器的电压波形。在图4C中,垂直电压刻度是20V/div,垂直电流刻度是50mA/div,以 及水平时间刻度是2ms/div。在正半周期中触发三极管开始导通时,约150mA的电流尖峰流 入触发三极管的栅极,以及在负半周期中触发三极管开始导通时,约150mA的电流尖峰流 出触发三极管的栅极。(在图4C的曲线中,为了便于观察,输出电压的极性已经被反转。)与现有技术相比较,不仅触发三极管栅电流之间的相对差被减小从约70% (即,约1. 1A相 对约0. 65A之间的差值)至几乎为零,而且触发三极管栅极电流的绝对量也被减小至前一 级别的约14% (即,从约1. 1A减小至约150mA)。尽管图4A中的实施例表示了以电桥中的双向触发二极管作为触发装置,其他触 发装置也可以被使用。例如,该触发装置可以是电桥内部的硅双向开关(SBS)、电桥内部的 双向触发开关或电桥内部的齐纳二极管。图5和图6表示了本发明的另外两个实施例。图5表示了适合于控制电机速度,如 风扇电机的实施例。图5中的实施例和图4A中的实施例之间的主要差异是电容器C426的 消除。电容器C426有助于除去用于电灯负载的调光器中的“瞬现(pop on)”。这是滞后现 象,当从断开状态至所需的低亮度时,用户必须首先在电灯开启之前将亮度提高至超出所 需亮度的级别,然后将该亮度调暗回所需的低亮度。但是,对于电机负载,电压被用于驱动 该电机,即使在最低速度下,电压也很少降到低于60伏,该电压是调光器典型地“瞬现(pop on)”状态下的电压。因此,滞后消除电容器通常可以从电机控制负载电路中被省略。尽管 如此,当“瞬现(pop on)”现象并非问题时,图5的实施例可以与电灯负载一起使用。图6表示了图2A中的现有技术调光器电路按照本发明修改后的电路,该电路在整 流器电桥670内部放置触发装置即双向触发二极管630,以及放置与双向半导体开关即触 发三极管610的栅极串联电连接的栅电流限流阻抗即电阻器R680。图7表示了输出电压波形的DC分量相对输出电压的RMS值的曲线,该曲线用于具 有和不具有本发明元件的负载控制电路的多种实施例。图7所示的值通过测量连接到线电 压源的不同的双线负载控制电路结构的DC输出而获得,以驱动120V白炽灯负载。在图7中,曲线标记diac+和diac-表示基本上横穿整个调光范围的图2A中现有 技术调光器电路的输出电压波形的DC分量,从当电灯没有明显的发光量(约20Vkms)时的 低端至当基本上所有可用的线电压(约115VfflS)都被提供给电灯时的高端。曲线标记diac+表示具有安装在第一方向的触发装置双向触发二极管的现有技 术双线调光器电路的输出,曲线标记diac-表示具有安装在第二方向即相反方向的触发装 置双向触发二极管的相同调光器电路的输出。曲线标记diaC+/47ohm和diaC-/47ohm表示 增加了 47Q的触发三极管栅电流限流电阻器的现有技术双线调光器电路的输出。曲线标 记diac w/bridge表示在全波整流器电桥内增加了触发装置即双向触发二极管的现有技术 双线调光器电路。最后,曲线标记diac w/bridge&47ohm表示图4A中的负载控制电路实施 例的输出。因此,可以看到,优选情况下,输出电压的DC分量低于0. 2VDc,更优选的情况下, 低于0. lVDc,实质上贯穿负载控制电路的整个调光范围。尽管本发明参考特定实施例描述,但许多变化和改进以及其他用途将很容易为本 领域技术人员所公知。因此,本发明不应限于此处特定公开内容,而仅限于所附权利要求。
权利要求
一种用于将来自交流电线电压源的电能传递到负载的双线调光器,该双线调光器包括双向半导体开关,用于被耦合于所述电源和所述负载之间,所述半导体开关具有控制输入端并且可用于提供输出电压至所述负载;计时电路,用于被耦合于所述电源和所述负载之间并且具有一输出端,所述计时电路可用于产生表示所述双向半导体开关的所需导通时间的信号;触发装置,具有与所述计时电路的输出端串联电连接的第一接线端和与所述双向半导体开关的控制输入端串联电连接的第二接线端,当电流从所述第一接线端流至所述第二接线端时,所述触发装置具有第一伏-安特性曲线,以及当电流从所述第二接线端流至所述第一接线端时,所述触发装置具有第二伏-安特性曲线,其中所述第一伏-安特性曲线基本上与所述第二伏-安特性曲线一致;以及阻抗,所述阻抗串联电连接于所述计时电路的输出端和所述半导体开关的控制输入端之间,以使所述阻抗保证流入所述控制输入端的电流大小基本上与流出所述控制输入端的电流大小相等。
2.根据权利要求1所述的调光器,其中所述触发装置包括整流器电桥,该整流器电桥具有用于接收交流电压的第一对接线端和用于输出直流电 压的第二对接线端,其中所述第一对接线端是所述触发装置的所述第一和第二接线端;以 及耦合于所述整流器电桥的所述第二对接线端之间的双向触发二极管。
3.根据权利要求2所述的调光器,其中所述阻抗包括电阻器。
4.根据权利要求3所述的调光器,其中所述计时电路包括具有电位计的双移相电阻器 电容器电路。
5.根据权利要求3所述的调光器,其中所述计时电路还包括电压补偿电路,所述电压 补偿电路包括第二整流器电桥,具有用于接收交流电压的第一对接线端和用于输出直流电压的第二 对接线端;以及第二双向触发二极管,耦合于所述整流器电桥的所述第二对接线端之间; 由此所述电压补偿电路可用于改变与电源的有效电压成反比关系的所需导通时间,从 而在所需级别上基本保持传递至所述负载的电能。
6.根据权利要求5所述的调光器,其中所述计时电路还包括直流补偿电路,所述直流 补偿电路包括直流补偿电容器,串联电连接于所述电压补偿电路双向触发二极管和所述负载之间;以及直流补偿电阻器,串联电连接于所述电源和所述直流补偿电容器与所述电压补偿电路 双向触发二极管的结点之间;由此所述直流补偿电路可用于通过导致所述双向半导体开关的导通时间在交流半周 期中增加和在互补交流半周期中减少来减小所述输出电压的直流分量,从而基本上致使所 述双向半导体开关的导通时间在每个半周期中相等。
7.根据权利要求1所述的调光器,其中所述计时电路包括单移相电阻器电容器电路。
8.根据权利要求7所述的调光器,其中所述计时电路包括双移相电阻器电容器电路。
9.根据权利要求8所述的调光器,其中所述计时电路还包括电位计。
10.根据权利要求7所述的调光器,其中所述计时电路还包括电位计。
11.根据权利要求1所述的调光器,其中所述计时电路还包括电压补偿电路;所述电压 补偿电路可用于耦合以改变与所述电源的有效电压成反比关系的所述双向半导体开关的 导通时间,从而在所需级别上基本保持传递到所述负载的电能。
12.根据权利要求11所述的调光器,其中所述电压补偿电路包括双向触发二极管。
13.根据权利要求12所述的调光器,其中所述电压补偿电路还包括整流器电桥,所述 整流器电桥具有用于接收交流电压的第一对接线端和用于输出直流电压的第二对接线端; 其中所述双向触发二极管耦合于所述整流器电桥的所述第二对接线端之间。
14.根据权利要求13所述的调光器,其中所述输出电压包括交流分量和直流分量;所 述直流分量具有小于0. 1伏的净值。
15.根据权利要求1所述的调光器,其中所述阻抗耦合于所述触发装置的第二接线端 和所述双向半导体开关的控制输入端之间。
16.根据权利要求1所述的调光器,其中所述阻抗耦合于所述计时电路的输出端和所 述触发装置的第一接线端之间。
17.根据权利要求2所述的调光器,其中所述阻抗耦合于所述整流器电桥的第二对接 线端之间,与所述双向触发二极管串联电连接。
全文摘要
本申请提供一种用于将来自交流电线电压源的电能传递到负载的双线调光器,包括双向半导体开关,用于被耦合于电源和负载之间,提供输出电压至负载;计时电路,用于被耦合于电源和负载之间,产生表示双向半导体开关的所需导通时间的信号;触发装置,具有与计时电路的输出端串联电连接的第一接线端和与双向半导体开关的控制输入端串联电连接的第二接线端,电流从第一接线端流至第二接线端时触发装置具有第一伏-安特性曲线,电流从第二接线端流至第一接线端时触发装置具有第二伏-安特性曲线;以及阻抗,串联电连接于计时电路的输出端和半导体开关的控制输入端之间,以使阻抗保证流入控制输入端的电流大小基本上与流出控制输入端的电流大小相等。
文档编号H05B39/04GK101873753SQ20101019168
公开日2010年10月27日 申请日期2005年11月16日 优先权日2004年11月24日
发明者R·韦特曼 申请人:路创电子公司
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