专利名称：点亮装置和使用该点亮装置的照明设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于点亮诸如LED(发光二极管)、OLED(有机发光二极管)等固态发光元件的点亮装置，以及使用该点亮装置的照明设备。
背景技术：
常规地，已经提供了用于将电カ馈送到发光二极管(LED)照明模块的电カ馈送组件(点亮装置)，这例如在日本专利申请公开No. 2006-511078 (JP2006-511078A)中所公开的。如图17中所示，在JP2006-511078A中描述的现有技术示例包括具有连接到DC电源100两端的MOSFET的ニ极管DlO与控制开关101的串联电路。此外，电感器LlO和LED照明模块102连接到ニ极管DlO的两端。控制器103产生通过放大器104供给到控制开关101的控制输入単元的双_PWM(脉冲宽度调制)切換信号。双-PWM切換信号是高频PWM切換信号分量与低频脉冲串(即低频PWM切換信号分量)的组合。 控制器103包括从电流源106接收LED电流參考信号、检测电流和高频锯齿波信号的电流模式脉冲宽度调制器105。电流模式脉冲宽度调制器105产生作为与(AND)门107的ー个输入而提供的高频PWM切換信号分量，并且与门107的另ー输入是低频PWM切換信号分量。来自与门107的输出通过放大器104供给到控制开关101的栅极。因此，在现有技术示例中，可以通过改变双-PWM切换信号的低频分量来改变流过LED照明模块102的平均电流，并且因此，改变来自LED照明模块102的光输出的強度。然而，在JP2006-511078A公开的现有技术示例中，供给到控制开关101(切换元件)的控制输入単元的双-PWM切換信号是低频PWM信号与高频驱动信号的与输出。出于该原因，如图18A中所示，当控制开关101的导通(ON)周期(period)期间PWM信号下降吋，来自控制开关101的驱动信号变为低电平。这样，根据PWM信号的导通占空比的改变，改变控制开关101的导通周期，相应地，改变流过LED照明模块102 (光源単元)的负载电流(即来自LED照明模块102的光输出)。因此，通过改变PWM信号的导通占空比来实施LED照明模块102的调光。而且，图18A中示出的波形是当控制开关101在临界电流模式中操作时的示例。同时，在控制开关101的截止(OFF)周期期间，由于电感器LlO的反激电流通过ニ极管DlO流到LED照明模块102，所以虽然PWM信号在相应的周期期间下降，但是来自LED照明模块102的光输出不改变。即，如图18A中所示，在由在同一附图中的单点虚线所示的范围内，虽然扫描(swe印)PWM信号的导通占空比，但是不产生控制开关101的驱动信号的连续导通脉冲。出于该原因，在由图18A中的箭头表示的间隔期间，虽然扫描PWM信号的导通占空比，但是来自LED照明模块102的光输出不改变。因此，如图18B中所示，相对于PWM 信号的导通占空比，来自LED照明模块102的光输出逐步改变。由一个步调(st印)所导致的光输出差异等于控制开关101的驱动信号的一个循环周期(cycle)的光输出。因此，在JP2006-511078A中描述的现有技术示例中，当扫描PWM信号时，毎次由一个步调改变来自LED照明模块102的光输出，导致光输出不平稳改变的问题，使用户可以看见显著的改变。更具体地，在现有技术中，当LED照明模块102以低光通量调光时，来自LED照明模块102的光输出的改变比例増大，则因此改变看起来进ー步显著。此外，当通过诸如摄像机等多种成像设备对LED照明模块102进行成像吋，要求PWM信号的频率増大到具有特定值或更高值，以防止观察到由与成像设备的频率的干涉导致的闪烁。在该情况下，然而，当PWM信号的频率增大时，控制开关101的驱动信号的ー个周期与PWM信号的ー个周期的比率増大。然后，由控制开关101的驱动信号的ー个周期增加光输出，并且更显著地看到使得来自LED照明模块102的光输出每次由一个步调改变。为了避免这一点，要求控制开关101的驱动信号的频率増大，但是考虑到以诸如一般IC等低价部件驱动情况下的驱动信号的切换损失的増加或频率的上限，等等，几乎不能保证期望的高频
发明内容
因此，本发明提供一种点亮装置和使用该点亮装置的照明设备，该点亮装置能够在不便切換元件的驱动信号具有高频的情况下，在扫描PWM信号时平稳地改变来自光源单兀的光输出。根据本发明的一方面，提供一种点亮装置，所述点亮装置包括点亮单元，所述点亮单元用于通过将来自电源单元的DC电压用作输入来将点亮功率供给到光源単元，所述光源単元包括ー个或多个固态发光元件；以及控制器，所述控制器用于控制所述点亮単元。所述点亮単元具有电感器与切換元件的串联电路和ニ极管，所述ニ极管用于在所述切换元件的截止周期期间针对所述光源単元恢复所述电感器的存储能量，并且所述控制器具有用于通过PWM信号间歇地驱动所述切换元件的导通/截止操作的単元和用于在所述PWM信号的导通周期期间通过高于所述PWM信号频率的频率来驱动所述切换元件的単元。当所述PWM信号下降时，所述控制器减小特定的周期期间流过所述光源単元的负载电流的峰值。所述点亮単元还可以具有用于检测流过所述光源単元的所述负载电流的检测电路，并且所述控制器还可以具有用于设置和输出所述负载电流的所述峰值的阈值调节单元；用于将来自所述检测电路的输出与来自所述阈值调节单元的输出进行比较的比较器；以及用于根据来自所述比较器的输出来控制所述切换元件的导通周期的驱动控制器。所述阈值调节单元可以具有电容器和充电/放电电路，所述充电/放电电路用于根据所述PWM信号对所述电容器充电/放电，并且将所述电容器的充电/放电电压作为输出而输出。优选地，所述比较器通过将来自所述检测电路的输出与来自所述阈值调节单元的输出进行叠加而获得的叠加电压与特定參考电压进行比较。所述负载电流的所述峰值减小期间的特定的周期优选地比所述PWM信号的所述导通周期期间的所述切换元件的所述截止周期长。当所述PWM信号上升时，所述控制器优选地控制所述切换元件的所述导通周期，以便増大特定的周期期间的所述负载电流的所述峰值。优选地，所述点亮单元是升降压斩波电路。所述控制器可以以电流临界(critical)模式控制所述切换元件。
所述控制器以电流不连续模式控制所述切换元件。 所述控制器以电流连续模式控制所述切换元件。所述电源単元优选地包括用于将AC电压转换为期望的DC电压并且将转换的DC电压输出的AC/DC转换器单元，或者用于将DC电压转换为期望的DC电压并且将转换的DC电压输出的DC/DC转换器单元。从AC/DC转换器可以获得来自所述电源单元的所述DC电压，并且所述PWM信号的频率是600Hz或600Hz的倍数。根据本发明另一方面，提供ー种照明设备，包括以上描述的所述点亮装置和用于至少容纳所述光源単元的主体。
根据以下结合附图对实施例的说明，本发明的目的和特征将变得明显，其中图I是示出根据本发明的照明装置的第一实施例的示意性电路图；图2A和2B是描述照明装置的调光操作的示图，其中图2A示出在PWM信号的导通周期期间在切換元件的一个循环周期中，阈值下降周期是截止时间的大约I. 5倍的情況，而图2B示出在PWM信号的导通周期期间在切換元件的一个循环周期中，阈值下降周期是截止时间的大约3倍的情况；图3是示出PWM信号的导通占空比和点亮装置中的光输出之间的相关性的示图；图4A至4C是示出点亮装置的不同结构的示图，其中图4A是当AC/DC变换器单元应用到电源单元时的示意性电路图，图4B是当平滑电容器并联连接到光源单元时的示意性电路图，而图4C是当DC/DC变换器单元应用到电源单元时的示意性电路图；图5A和5B是示出根据本发明的点亮装置的第二实施例的示图，其中图5A是调光情况下的波形图，而图5B是示出PWM信号的导通占空比和光输出之间的相关性的示图；图6A和6B是示出根据本发明的点亮装置的第三实施例的示图,其中图6A是示意性电路图，而图6B是调光情况下的波形图；图7A和7B是用于解释点亮装置的操作的示图，其中图7A是当PWM信号的导通占空比较小时的波形图，而图7B是当PWM信号的导通占空比较大时的波形图；图8是示出PWM信号的导通占空比和点亮装置中的光输出之间的相关性的示图；图9A和9B是示出根据本发明的点亮装置的第四实施例的示图，其中图9A是示意性电路图，而图9B是调光情况下的波形图；图IOA和IOB是示出根据本发明的点亮装置的第五实施例的示图，其中图IOA是示意性电路图，而图IOB是调光情况下的波形图；图IlA和IlB是示出根据本发明的点亮装置的第六实施例的示图，其中图IlA是示意性电路图，而图IlB是调光情况下的波形图；图12A和12B是示出根据本发明的点亮装置的第七实施例的示图，其中图12A是示意性电路图，而图12B是调光情况下的波形图；图13A和13B是示出根据本发明的点亮装置的第八实施例的示图，其中图13A是示意性电路图，而图13B是调光情况下的波形图；图14A和14B是示出根据本发明的点亮装置的第九实施例的示图，其中图14A是示意性电路图，而图14B是调光情况下的波形图；图15A、15B和15C是示出根据本发明的点亮装置的第十实施例的示图，其中图15A是当点亮单元构成升压斩波电路时的示意性电路图，而图15B是当点亮单元构成升降压斩波电路时的示意性电路图，而图15C是调光情况下的波形图；图16A和16B是示出根据本发明的照明设备的实施例的示图，其中图16A是电源分离型的照明设备的示意图，而图16B是电源集成型的照明设备；图17是用于LED照明模块的常规电カ馈送组件的示意性电路图；以及图18A和18B是解释用于LED照明模块的常规电カ馈送组件的问题的示图，其中图18A是调光情况下的波形图，而图18B是示出PWM信号的导通占空比和光输出之间的相关性的示图。
具体实施方式
(实施例I)在下文中，将參考附图描述根据本发明的点亮装置的第一实施例。如图I中所示，本实施例包括点亮单元I和控制器2，该点亮単元I用于通过使来自DC电源(电源单元)DCl的DC电压逐步降低而将点亮功率供给到光源単元3，该控制器2用于控制来自点亮单兀I的输出。点亮单元I包括连接到DC电源DCl两端的切换元件Q1、电感器LI和电阻器Rl的串联电路。此外，点亮单元I包括ニ极管Dl以便在切換元件Ql的截止周期期间允许电感器LI的反激电流流过，并且总体上构成降压斩波电路。切換元件Ql具有例如η沟道型MOSFET并且根据来自驱动电路20C (之后描述)施加的驱动信号而执行导通/截止切換。电阻器Rl通过切换元件Ql来检测流过电感器LI的电流，因此可以检测流过光源単元3的负载电流。电阻器Rl的高压侧的一端连接到比较器COMl (之后描述)的非反相输入端子。即，电阻器Rl用作检测其两端之间电压的检测电路，以由此通过切換元件Ql检测流过光源单元3的负载电流。控制器2包括驱动控制器20和阈值调节单元21，该驱动控制器20用于控制点亮単元I的切換元件Ql的驱动，该阈值调节単元21用于调节负载电流的峰值。阈值调节单元21也用作用于通过PWM信号间歇性地驱动切换元件Ql的导通/截止操作的单元。驱动控制器20包括零电流检测电路20Α、启动电路20Β和或(OR)电路ORl，该零电流检测电路20Α用于检测负载电流与电感器LI的次级线圈的感应电压的零交叉，该启动电路20Β用于产生启动信号，来自零电流检测电路20Α和启动电路20Β的输出信号输入到该或电路ORl。此外，驱动控制器20包括RS型触发器FFl，而来自或电路ORl的输出信号输入到触发器FFl的S端子。而且，驱动控制器20包括用于将驱动信号提供到切換元件Ql的驱动电路20C，而来自触发器FFl的Q端子的输出信号输入到驱动电路20C。另外，驱动控制器20包括比较器COMl和反相输入端子，该比较器COMl具有输入检测电压VRl (该检测电压VRl是电阻器Rl的两端之间的电压)的非反相输入端子，參考电压Vthl (之后描述)输入到该反相输入端子。来自比较器COMl的输出信号输入到触发器FFl的R端子。阈值调节单元21包括恒定电流源CSl和电容器Cl的并联电路以及通过切换元件Q2连接到电容器Cl的高压侧的一端的恒定电压源VSl。由低频PWM信号对切换元件Q2的导通/截止操作进行切換。而且，电容器Cl的高压侧的一端连接到比较器COMl的反相输入端子。因此，当切换元件Q2导通时，恒定电压源VSl的恒定电压VRefl作为參考电压Vthl施加到比较器COMl的反相端输入端子，并且对电容器Cl进行充电。而且，当切換元件Q2截止时，电容器Cl的充电电压作为參考电压Vthl施加到比较器COMl的反相输入端子，并且电容器Cl由恒定电流源CSl放电。S卩，在阈值调节单元21中，恒定电压源VS1、切换元件Q2和恒定电流源CSl构成电容器Cl的充电/放电电路。即，来自阈值调节单元21的输出电压是电容器Cl的充电/放电电压。通过串联连接多个(在附图中为3个)发光二极管(LED) 30构成光源単元3。而且，在该实施例中，使用3个LED30，但是可以设置一个或更多LED30。而且，相应的LED30可以设置为并联连接，而非串联连接。此外，在本实施例中，在光源単元3中使用LED30，但 是也可以利用任何其它固态发光元件(例如，有机EL装置)设置光源単元3。在下文中，将參考附图描述本实施例的操作。首先，当PWM信号变为高电平以进入导通周期时，启动信号从启动电路20B输入到或电路0R1，并且高电平设置信号从或电路ORl输入到触发器FFl的S端子。因此，来自触发器FFl的Q端子的输出信号变为高电平，并且驱动信号从驱动电路20C施加到切換元件Q1，因此切换元件Ql变为导通。然后，电流流过光源単元3，电感器LI、切換元件Ql和电阻器Rl因此增大负载电流(见图2A)。在此吋，PWM信号具有导通周期，阈值调节单元21的切換元件Q2导通，并且恒定电压源VSl的恒定电压VRefl作为參考电压Vthl输入到比较器COMl的反相输入端子。由于负载电流増大，所以电阻器Rl两端之间的电压(即检测电压VRl)増大。而且，当检测电压VRl达到參考电压Vthl时，来自比较器COMl的输出信号反相，并且高电平复位信号输入到触发器FFl的R端子。因此，来自触发器FFl的Q端子的输出信号变为低电平，并且来自驱动电路20C的驱动信号对切换元件Ql的供给停止，因此切换元件Ql变为截止。当切換元件Ql截止时，反激电流通过电感器LI的存储能量而沿着ニ极管Dl、光源単元3和电感器LI的闭合路径流过。负载电流，即流过电感器LI的电流逐渐减小最终为零(见图2A)。当流过电感器LI的电流达到零并且电流由电感器LI的动作反相时，在切换元件Ql中充电的电荷通过诸如ニ极管Dl等元件的寄生电容放电，并且切换元件Ql的漏极和源极之间的电压降低。因此，施加到电感器LI的电压反相，并且因此零电流检测电路20A利用电感器LI的次级线圈感应的电压检测到相应的反相。当零电流检测电路20A检测到施加到电感器LI的电压反相，即流过电感器LI的电流的零交叉时，其将高信号输入或电路ORl。因此，高电平设置信号从或电路ORl输入触发器FFl的S端子。因此，来自触发器FFl的Q端子的输出信号变为高电平，并且驱动信号从驱动电路20C施加到切换元件Ql，因此切换元件Ql变为导通。通过重复地执行这些连续的操作，控制器2的驱动控制器20以电流临界模式控制切換元件Q1。而且，当负载电流流过光源単元3时，光源单元3的相应的LED30导通。然后，当PWM信号具有将要变换为截止周期的低电平时，切換元件Q2变为截止，并且因此，电容器Cl的充电电压作为參考电压Vthl而施加到比较器COMl的反相输入端子。此时，电容器Cl由恒定电流源CSl放电，充电电压线性地减小。因此，如图2A中的虚线所示，參考电压Vthl也线性地减小。在下文中，其间參考电压Vthl达到零的时间周期将被称为‘阈值下降周期TD1’。在阈值下降周期TDl期间，通过使用逐渐减小为阈值的參考电压Vthl而控制切換元件Ql的导通/截止操作。即，如图2A中的虚线所示，在阈值下降周期TDl期间，负载电流的峰值Ithl线性地减小，并且切換元件Ql的一个循环周期的导通周期根据峰值Ithl的减小也减小。换句话说，当PWM信号下降时，控制器2控制将要在特定的时间周期中减小的负载电流的峰值Ithl，负载电流流过光源単元3。因此，如图2A中所示，与阈值下降周期TDl期间的PWM信号的导通周期相比，驱动信号的循环周期缩短。此外，当參考电压Vthl达到零吋，由于高电平复位信号一致地输入触发器FFl的R端子，从驱动电路20C到切换元件Ql的驱动信号的供给停止,并且切换元件Ql保持在截止状态。因此，直到PWM信号转变为导通周期为止，负载电流不流到光源単元3，因此，电源 单元30的相应的LED30截止。在本实施例中，通过重复地执行前述的连续操作，光源単元3通过所谓的脉冲调光(切换元件Ql的导通/截止操作由低频PWM信号而改变)来调光。即，如图2A中所示，控制器2间歇地驱动切換元件Ql的导通/截止操作以控制光源単元3的调光，并且通过高于PWM信号的频率的频率驱动切换元件Ql。因此，在本实施例中，通过改变PWM信号的导通占空比，可以改变光源単元3的相应的LED30的导通时间与截止时间之间的比例，并且可以执行对光源単元3的调光。在这里，如图2A中的虚线所示，当扫描PWM信号的导通占空比时，參考电压Vthl如单点虚线所示而线性地减小。因此，负载电流的峰值Ithi如同一附图中的单点虚线所示也线性地减小。即，当比较同一附图中的实线和单点虚线时，可以看出阈值下降周期TDl中的负载电流的峰值Ithl根据PWM信号的导通占空比的连续改变而连续地改变。如以上描述,在本实施例中，由于负载电流，即来自光源单兀3的光输出根据PWM信号的导通占空比的连续改变而连续地改变，当扫描PWM信号时，可以平稳地使光源単元3的光输出改变。更具体地，在现有技术中，当光源単元3以低光通量调光时，由于来自光源単元3的光输出的改变比例増大，所以显著地看到改变。然而，在本实施例中，即使当光源単元3以低光通量调光时，可以平稳地使光源単元3的光输出改变。此外，在通过诸如摄像机等不同成像设备观察光源単元3的情况下，即使当PWM信号的频率増大到特定值或更高值以防止观察到由成像设备频率的干涉所导致的闪烁，可以平稳地使来自光源単元3的光输出改变。因此，不需要使切換元件Ql的驱动信号具有高频。另外，在图2A中示出的调光中，阈值下降周期TDl是PWM信号的导通周期期间的切換元件Ql的一个循环周期中的截止时间Tl的大约I. 5倍。这是由于，如果阈值下降周期TDl比截止时间Tl短时，在阈值下降周期TDl期间不产生负载电流的三角波脉冲，从而不改变来自光源単元3的光输出。因此，在本实施例中，阈值下降周期TDl设置为比截止时间Tl长。而且，通过改变阈值调节单元21中的电容器Cl的电容值或恒定电流源CSl的电流值可以改变阈值下降周期TD1。此外，如图2B中所示，与阈值下降周期TDl为截止时间Tl的大约I. 5倍的情况相比，阈值下降周期TDl设置为截止时间Tl的大约3倍，以平稳地改变来自电流单元3的光输出(见图3)。这是因为，如在图2B中所示，由于阈值下降周期TDl期间，负载电流的三角波脉冲的数量増加，所以当扫描PWM信号的导通占空比吋，负载电流的改变接近线性。此外，在本实施例中，DC电源DCl用作电源单元，但是如在图4A中所示，电源单元可以配置有AC电源ACl、AC/DC转换器单元4和平滑电容器CO，该AC/DC转换器单元4用于将来自AC电源ACl的AC电压转换为DC电压并且将其输出。同时，如图4C中所示，电源单元可以配置有DC电源DCl和DC/DC转换器单元，该DC/DC转换器单元用于将来自DC电源DCl的DC电压转换为期望的DC电压并且将其输出。在两者中的任ー情况中，均可以获得同样的效果。在这里，当具有50Hz或60Hz的电カ频率的商业电源用作AC电源ACl时，由AC/DC转换器単元4的设计或平滑电容器CO的容量所致，在平滑电容器CO的两端之间的电压处产生IOOHz或120Hz的纹波。那么，存在这种可能性，其中，根据PWM信号的频率，由对应纹波的干渉所致，负载电流的低频改变，且来自光源単元3的光输出闪烁。为了避免这一点，当通过使用商业电源和AC/UC转换器単元4而配置光源单元时，优选地将PWM信号的频率 设置为600Hz或600Hz的倍数。因此，来自光源単元3的光输出实质上是均匀的，并且可以抑制由纹波干涉导致的闪烁。此外，如图4B中所示，在点亮单元I中，平滑电容器C2可以设置为与光源単元3并联连接。在这种情况下，由于流过光源単元3的负载电流的纹波可以减少成较小，所以来自光源单兀3的光输出可以平稳地改变。在根据本实施例的点亮单元I中，切换元件Ql设置在DC电源DCl的低压侧，但是切換元件Ql也可以设置在DC电源DCl的高压侧以便配置点亮单元I。(实施例2)在下文中，将參考附图描述根据本发明的点亮装置的第二实施例。由于本实施例的基本结构与第一实施例的基本结构相同，所以将相同的附图标记用于共同的部分，并且将省略其说明。如图5A中所示，与第一实施例相比，本实施例的特征为切換元件Ql的导通占空比较大。在下文中将描述原因。在第一实施例中，电流流过切换元件Ql的时间的改变由以下等式表示
E-VId =- 等式 I
I ,在以上的等式I中，‘Id’是流过切换元件Ql的电流，‘E’是来自DC电源DCl的DC电压，‘V’是光源単元3的负载电压，iV是电感器LI的电感，并且‘t’是经过时间(lapsetime) ο并且,切换元件Ql的导通启动时间设置为‘t = O’。在这里，当切換元件Ql导通时流过电感器LI的电流(即负载电流)与由等式I表达的流过切换元件Ql的电流相同。同时，当切換元件Ql截止时流过电感器LI的电流(即负载电流)随时间的改变由等式2表示如下IL —--( — T2) +/决1 等式 2在以上的等式2中，‘IL’是当切换元件Ql截止时流过电感器LI的电流，而‘Τ2’是在PWM信号的导通周期期间的切換元件Ql的一个循环周期中的导通时间。因此，根据等式I和等式2，切换元件Ql的截止时间Tl和导通时间Τ2由等式3和等式4表示，如下所示
Tl = ·ItM等式 3T2 = 士^IM等式 4根据等式3和等式4，切換元件Ql的导通占空比由等式5表示如下
Tl VDon =-= _等式 5
Tl+ Tl E在以上的等式5中，‘Don’表示切換元件Ql的导通占空比。因此，可以看到切換元件Ql的导通占空比由来自DC电源DCl的DC电压和光源单元3的负载电压确定。
在这里，考虑到来自光源単元3的光输出的调光操作的稳定性或者调光精确性，优选切换兀件Q2的导通时间T2的改变量大于PWM信号的导通时间的改变量。而且，由于阈值下降周期TDl期间产生的负载电流的最近三角波脉冲等于负载电流的最小分辨率，即来自光源单元3的光输出，所以由于对应的三角波脉冲较小，来自光源单元3的光输出可以平稳地改变。当PWM信号的导通周期期间的切換元件Ql的负载电流的峰值Ithl和驱动频率均匀时，由于切换元件Ql的导通占空比较大，所述对应的三角波脉冲较小。因此，通过增大切换元件Ql的导通占空比，可以更平稳地改变来自光源単元3的光输出。在下文中，将參考图5B描述当切换元件Ql的导通占空比改变时的来自光源单元3的光输出的改变。在图5B中，‘K’是表示为‘K = I/Don’的整数。在图5B中，由实线表示PWM信号的导通占空比与现有技术示例中的光输出之间的相关性，并且在该情况下，K假设为10(K=10)。此外，由虚线表示在第一实施例中的‘TD1/T1 = I. 5’情况下的PWM信号的导通占空比与光输出之间的相关性，并且在相应的情况下，如在现有技术示例中那样，K = 10。此外，由虚线表示在本实施例中的‘TD1/T1 = I. 5’情况下的PWM信号的导通占空比与光输出之间的相关性，并且在相应的情况下，K假设为2(Κ = 2)。因此，如在图5Β中标注，由于‘Κ’较小，即，由于切换元件Ql的导通占空比较大，所以来自光源単元3的光输出可以更平稳地(线性地)改变。就这点而言，在实际的操作中，考虑到来自光源単元3的光输出的调光操作的稳定性和调光精确性，DC电源DCl的DC电压优选等于或小于光源単元3的负载电压的5倍。而且，DC电源DCl的DC电压的下限需要至少大于光源単元3的负载电压，即K大于I (K >I)，以便通过点亮単元I确保斩波操作。更优选地，考虑负载电压根据光源単元3的相应的LED30的温度特性的改变，K需要等于或大于I. 2 (K彡I. 2)。(实施例3)在下文中，将參考附图描述根据本发明的点亮装置的第三实施例。由于本实施例的基本结构与第一实施例的基本结构相同，所以将相同的附图标记用于共同的部分，并且将省略其说明。如图6Α和6Β中所示，本实施例的特征为在阈值调节单元21中代替恒定电压源VSl而设置恒定电流源CS2，因此当PWM信号升高时线性地增大负载电流的峰值Ithl。在下文中，将參考附图描述当PWM信号升高时的操作。在第一实施例中，在PWM信号的导通周期期间，恒定电压源VSl的恒定电压VRefl作为參考电压Vthl而输入比较器COMl的反相输入端子,但是在本实施例中，替代地输入电容器Cl的充电电压。首先，当PWM信号升高吋，切換元件Q2变为导通，并且由从恒定电流源CS2流出的恒定电流与从恒定电流源CSl流出的恒定电流之间的差对电容器Cl充电。因此，由于电容器Cl的充电电压线性地増大，所以參考电压Vthl也如图6B中虚线所示的那样线性地增大。直到參考电压Vthl达到恒定电压VRefl的持续时间称为‘阈值上升周期TU1’。在阈值上升周期TUl期间，通过将逐渐增大的參考电压Vthl用作阈值而控制切換元件Ql的导
通/截止操作。 參考电压Vthl达到恒定电压VRefl之后的操作与第一实施例的操作相同。而且，阈值上升周期TUl期间的參考电压Vthl的倾斜由电容器Cl的充电电流，即由从恒定电流源CS2流出的恒定电流与从恒定电流源CSl流出的恒定电流之间的差来确定。在这里，当P丽信号的导通占空比较小(接近0%)时，在由图7A中虚线所示的阈值上升周期TUl期间，參考电压Vthl达不到恒定电压Vrefl。因此，阈值上升周期TUl期间的负载电流的峰值Ithl根据PWM信号的导通占空比的连续改变而连续地改变。出于该原因，当PWM信号的导通占空比接近0%吋，负载电流的峰值Ithl连续地减小到零。此外，当PWM信号的导通占空比较大(接近100%)时，在由图7B中虚线所示的阈值下降周期TDl和阈值上升周期TUl期间，參考电压Vthl达不到零。因此，当PWM信号的导通占空比接近100%吋，负载电流的峰值Ithl连续地増大，直到来自光源3的光输出最大化。在下文中，将參考图8描述当切换元件Ql的导通占空比改变时的来自光源单元3的光输出的改变。在图8中，由虚线表示第二实施例中‘K = 2’情况下的PWM信号的导通占空比与光输出之间的相关性。此外，在图8中，由虚线表示在前述条件下，考虑阈值上升周期TUl情况下(即，在采用本实施例的情况下)的PWM信号的导通占空比与光输出之间的相关性。如从图8可以看到，由于设置阈值上升周期TUl，所以可以平稳地从几乎零到最大输出而改变来自光源単元3的光输出。更具体地，通过将阈值上升周期TUl和阈值下降周期TDl设置成使它们几乎相等，PWM信号的导通占空比与来自光源単元3的光输出具有几乎成比例的关系(这是优选的)。(实施例4)在下文中，将參考附图描述根据本发明的点亮装置的第四实施例。由于本实施例的基本结构与第一实施例的基本结构相同，所以将相同的附图标记用于共同的部分，并且将省略其说明。如图9A和9B中所示，本实施例的特征为恒定电压VRefl输入驱动控制器20的比较器COMl的反相输入端子，并且在PWM信号的截止周期期间增大叠加的电压Vl (之后描述)，由此减小负载电流的峰值Ithl。在阈值调节单元21中，恒定电流源CSl和电容器Cl串联连接，并且电容器Cl和切换元件Q2并联连接。因此，在PWM信号的导通周期期间将电容器Cl放电，并且在PWM信号的截止周期期间由来自恒定电流源CSl的恒定电流进行充电。此外，电阻器R3串联连接到电容器Cl，并且电阻器R2串联连接到点亮单元I的电阻器R1。而且，电阻器R2和R3的连接点连接到比较器COMl的非反相输入端子。因此，充电电压Vl和电容器Cl的充电电压输入到比较器COMl的非反相输入端子，其中充电电压Vl是通过分别将电阻器R2和R3中确定的系数与检测电压VRl (电阻器Rl两端之间的电压)相乘而获得的电压的和。
在下文中，将參考图9B描述本实施例的操作。在PWM信号的导通周期期间，切换元件Q2处于导通状态，因此不对电容器Cl充电。因此，由于仅基于检测电压VRl的叠加电压Vl输入比较器COMl的非反相输入端子，所以切換元件Ql重复且周期性地导通和截止，并且负载电流的峰值Ithl变均匀。此外，当PWM信号转变为截止周期吋，切換元件Q2变为截止，因此电容器C12开始被充电。因此，基于检测电压VRl和电容器Cl的充电电压的叠加电压Vl输入比较器COMl的非反相输入端子。在这里，如图9B中的单点虚线所示，电容器Cl的充电电压随着时间的经过而线性地増大，从而最終高于參考电压VRefl。出于该原因，在PWM信号的截止周期期间，由于叠加电压Vl逐渐地増大，所以切換元件Ql的循环周期逐渐地缩短并且负载电流的峰值Ithl线性地减小。即，在PWM信号的截止周期期间，如在第一实施例中，可以设置阈值下降周期TDl。如以上所述，在本实施例中，如在第一实施例中，可以设置阈值下降周期TD1，因此，可以获得与第一实施例的效果相同的效果。 在这里，可以考虑通过使用诸如ON Semiconductor的MC33262或ST微电子公司的L6562等通用的PFC (功率因数校正)控制IC来配置控制器2以便消除谐频。由于通用PFC控制IC中具有參考电压源，在第一实施例的结构中，可以变化地控制參考电压Vthl，从而因此可以变化地控制负载电流的峰值Ithl。同时，在该实施例的结构中，即使当使用总体PFC控制IC(global PFC control IC)时，可以变化地控制负载电流的峰值Ithl，由此可以减少构成控制器2的部件的数量。(实施例5)在下文中，将參考附图描述根据本发明的点亮装置的第五实施例。由于本实施例的基本结构与第四实施例的基本结构相同，所以将相同的附图标记用于共同的部分，并且将省略其说明。如图10A中所示，本实施例的特征为在阈值调节单元21中设置替代恒定电流源CSl的电阻器R4和恒定电压源VSl的串联电路。在第四实施例中，在PWM信号的截止周期期间，电容器Cl的充电电压通过恒定电流源CSl的恒定电流线性地増大。同时，在本实施例中，由于电阻器R4和电容器Cl构成积分器电路，所有电容器Cl的充电电压如10B中所示指数地増大。因此，在阈值下降周期TDl期间，负载电流的峰值Ithl也呈指数地减小。如以上所述，在本实施例中，由于在没有恒定电流CSl的情况下使用恒定电压源CSl和电阻器R4，所以可以获得与第四实施例的效果相同的效果。(实施例6)
在下文中，将參考附图描述根据本发明的点亮装置的第六实施例。在这里，本实施例的基本结构与第五实施例的基本结构相同，所以将相同的附图标记用于共同的部分，并且将省略其说明。如图IlA中所示，本实施例的特征为电阻器R5串联连接到阈值调节单元21中的切换元件Q2。在第五实施例中，当PWM信号从截止周期变换到导通周期时，切換元件Q2变为导通并且被短接，叠加电压Vl几乎立即变为零。同时，在本实施例中，由于电阻器R5和电容器Cl构成积分器电路，所以电容器Cl被放电，并且充电电压指数地减小，因此，如图IIB中所示，当PWM信号从截止周期变换到导通周期时，叠加电压Vl也指数地减小。因此，当PWM信号从截止周期变换到导通周期吋，负载电流的峰值Ithl线性地増大。S卩，在PWM信号的导通周期期间，同样如第三实施例，可以设置阈值上升周期TU1。如以上所述，在本实施例中，由于在不具有恒定电流源CSl的情况下使用恒定电压源VSl和电阻器R4和R5，所以可以获得与第三和第四实施例的效果相同的效果。(实施例7)在下文中，将參考附图描述根据本发明的点亮装置的第七实施例。由于本实施例的基本结构与第一实施例的基本结构相同，所以将相同的附图标记用于共同的部分，并且将省略其说明。如图12A中所示，本实施例的特征为用于输出具有特定循环周期的振荡信号的振荡器20D (代替电感器LI的次级线圈)连接到驱动控制器20的零电流检测电路20A。根据从振荡器20D施加的振荡信号的循环周期，零电流检测电路20A将高信号周期性地输入或电路0R1。即，在本实施例中，仅变化地控制切換元件Ql的导通时间，并且在不检测负载电流的零交叉的情况下，周期性地驱动切換元件Q1。因此，在本实施例中，如图 12B中所示，以负载电流间歇地流过的所谓的电流不连续模式控制切換元件Q1。如以上所述，在本实施例中，以电流不连续模式控制切換元件Ql，但是不同于第一实施例，可以获得与第一实施例的效果相同的效果。而且，在本实施例中，振荡器20D的振荡信号输入零电流检测电路20A，但是零电流检测电路20A不是必需的，并且例如可以代替地配置通用PWM信号控制1C。即，高信号周期性地输入或电路ORl的结构是令人期望的。(实施例8)在下文中，将參考附图描述根据本发明的点亮装置的第八实施例。由于本实施例的基本结构与第一实施例的基本结构相同，所以将相同的附图标记用于共同的部分，并且将省略其说明。如图13A中所示，本实施例的特征为代替电感器LI的次级线圈的单稳态多谐振荡器20E连接到驱动控制器20的零电流检测电路20A。单稳态多谐振荡器20E连接到驱动电路20C，并且在来自驱动电路20C的驱动信号变为低电平之后，在经过特定的时间周期之后，信号输入零电流检测电路20A。当信号从单稳态多谐振荡器20E输入时，零电流检测电路20A将高信号输入或电路ORl。S卩，在本实施例中，使切換元件Ql的截止时间成恒定，并且在不检测负载电流的零交叉的情况下，仅变化地控制切换元件Ql的导通时间。因此,在本实施例中，如图13B中所示，以负载电流连续地流过而不中途切断的所谓的电流连续模式来控制切換元件Q1。如以上描述，在本实施例中，不同于第一实施例，以电流连续模式控制切換元件Q1，但是可以获得与第一实施例的效果相同的效果。而且，在本实施例中，虽然来自单稳态多谐振荡器20E的信号输入零电流检测电路20A，但是零电流检测电路20A不是必需的。即，在切換元件Ql变为截止之后，在经过特定的时间之后，高信号输入或电路ORl的结构是令人期望的。(实施例9)在下文中，将參考附图描述根据本发明的点亮装置的第九实施例。由于本实施例的基本结构与第一实施例的基本结构相同，所以将相同的附图标记用于共同的部分，并且将省略其说明。如图14A和14B中所示，本实施例的特征为，在零电流检测电路20A中，根据负载电流的第一峰值Ithl和第二峰值Ith2而控制切換元件Q1，代替检测负载电流的零交叉。
驱动控制器20包括其中检测电压VRl输入反相输入端子的比较器COM2，并且參考电压Vthl通过衰减器20F而输入非反相输入端子。而且，衰减器20F将參考电压Vthl衰减Kl倍(Kl < I)。比较器COM2的输出端子连接到零电流检测电路20A。在本实施例中，由比较器COMl和COM2分别设置负载电流的第一峰值Ithl和第二峰值Ith2。即，对于比较器C0M1，如在第一实施例中，来自阈值调节单元21中的恒定电压源VSl的恒定电压或来自阈值调节单元21中的电容器Cl的充电电压作为參考电压Vthl而输入反相输入端子。因此，驱动控制器20通过将负载电流的第一峰值Ithl用作上限值来控制切换兀件Ql。同时，对于比较器COM2，如以上提及地，来自阈值调节单元21中的恒定电压源VSl的恒定电压或来自阈值调节单元21中的电容器Cl的充电电压由衰减器20F衰减，并且然 后输入到非反相输入端子。因此，在比较器COM2中，当检测电压VRl低于非反相输入端子的输入电压时，高信号输出到零电流检测电路20A。当高信号从比较器COM2输入时，零电流检测电路20A将高信号输入或电路ORl。因此，驱动控制器20通过将负载电流的第二峰值Ith2用作下限值来控制切換元件Ql。如以上所述，在本实施例中，根据负载电流的第一峰值Ithl和第二峰值Ith2来控制切換元件Q1，因此以如第八实施例中的电流连续模式进行控制。因此，在本实施例中，也可以获得与第一实施例的效果相同的效果。此外，在本实施例中，通过增大衰减器20F的衰减因数可以以临界电流模式控制切換元件Ql以使负载电流的第二峰值Ith2接近于零。此外，在本实施例中，将信号从零电流检测电路20输入或电路ORl，但是零电流检测电路20A不是必需的。即，可以配置为当来自比较器COM2的输出信号变为高电平时，高信号可以输入到或电路ORl。(实施例10)在下文中，将參考附图描述根据本发明的点亮装置的第十实施例。由于本实施例的基本结构与第一实施例的基本结构相同，所以将相同的附图标记用于共同的部分，并且将省略其说明。如图15A中所示，本实施例的特征为，点亮单元I配置为升压斩波电路。此夕卜，为了減少负载电流的纹波，平滑电容器C2并联连接到光源単元3。如图15C中所示，当点亮单元I配置为升压斩波电路时,在切换元件Ql的截止周期期间，与负载电流相等的电流流过ニ极管D1。而且，在本实施例中，由于如第一实施例中那样设置阈值下降周期TD1，所以可以获得与第一实施例的效果相同的效果。另外，如图15B中所示，点亮单元I可以配置为升降压斩波电路。为了减小负载电流的纹波，平滑电容器C2并联连接到光源単元3。此外，在该情况下，如图15C中所示，在切换元件Ql的截止周期期间，电流流过ニ极管Dl以便获得与第一实施例的效果相同的效果。在下文中，将參考附图描述根据本发明的照明设备的实施例。此外，在以下说明中将图16A中的上升和下降方向称为垂直方向。而且，在本实施例中，根据前述实施例中任何ー个的点亮装置可以用作点亮装置Al。如图16A中所示，该实施例是其中电源单元和点亮装置Al设置为与光源単元3分离的电源分离型照明设备，并且用于容纳光源単元3的主体5设置为隐藏在天花板8中。主体5由诸如招双铸型(aluminum dicast)等金属材料制成,并且有着具有底部(该底部具有开ロ)的圆柱形形状。包括多个(在附图中为3个)LED30的光源単元3和在其上安装相应的LED30的基板31设置在主体5内的天花板部分之下。而且，相应的LED30设置为光照射方向面向下以便通过主体5的底部将光照射到外部空间。而且，光传输板6设置在主体5底部的开口上以便将来自相应的LED30的光发散。点亮装置Al设置在与天花板8的后表面上的主体5的位置不同的位置上，并且点亮装置Al和光源単元3通过连接器70而由引线7连接。使用前述实施例中任何ー个的点亮装置Al的如以上描述的本实施例可以获得与前述实施例中任何一个的效果相同的效果。此外，如图16B中所示，本实施例可以设置具有电源集成型照明设备(其中点亮装置Al与光源単元3—起安装在主体5中)。在该结构中，由铝板或铜板形成的散热板50可以设置为与基板31的后表面上的主体5接触。因此，从相应的LED30产生的热量可以通过散热板50和主体5释放到外部。此外，前述第一至第十实施例和相应的附图的电路可以适当地组合使用。例如，图4A中的AC-DC转换器可以应用到第一实施例的点亮装置上，而第十实施例的升压斩波电路或升降压斩波电路可以应用到第一实施例的点亮装置上。 根据本发明，可以在不使切換元件的驱动信号具有高频的情况下，通过扫描PWM信号而平稳地改变来自光源单兀的光输出。虽然已经针对实施例示出和描述了本发明，但是本发明不限于此。本领域的技术人员将理解在不脱离如以下权利要求限定的本发明的范围的情况下，可以进行各种改变和改型。
权利要求
1.一种点亮装置，包括 点亮单元，所述点亮単元用于通过将来自电源単元的DC电压用作输入而将点亮功率供给到光源単元，所述光源単元包括ー个或多个固态发光元件；以及 控制器，所述控制器用于控制所述点亮単元， 其中，所述点亮単元包括电感器与切換元件的串联电路和ニ极管，所述ニ极管用于在所述切换元件的截止周期期间针对所述光源単元恢复所述电感器的存储能量，并且 所述控制器包括用于通过PWM信号间歇地驱动所述切换元件的导通/截止操作的単元和用于在所述PWM信号的导通周期期间通过高于所述PWM信号频率的频率来驱动所述切换元件的単元，并且当所述PWM信号下降吋，所述控制器减小特定周期期间流过所述光源单元的负载电流的峰值。
2.根据权利要求I所述的点亮装置，其中，所述点亮单元还包括用于检测流过所述光源単元的所述负载电流的检测电路，并且 所述控制器还包括用于设置和输出所述负载电流的所述峰值的阈值调节单元；用于将来自所述检测电路的输出与来自所述阈值调节单元的输出进行比较的比较器；以及用于根据来自所述比较器的输出来控制所述切换元件的导通周期的驱动控制器。
3.根据权利要求2所述的点亮装置，其中，所述阈值调节单元具有电容器和充电/放电电路，所述充电/放电电路用于根据所述PWM信号对所述电容器进行充电或放电，并且将所述电容器的充电/放电电压作为输出而输出。
4.根据权利要求2或3所述的点亮装置，其中，所述比较器将通过由来自所述检测电路的输出与来自所述阈值调节单元的输出进行叠加而获得的叠加电压与特定參考电压进行比较。
5.根据权利要求I至3中任一项所述的点亮装置，其中，其间所述负载电流的所述峰值减小的所述特定周期比所述PWM信号的所述导通周期期间的所述切换元件的所述截止周期长。
6.根据权利要求I至3中任一项所述的点亮装置，其中，当所述PWM信号上升时，所述控制器控制所述切换元件的所述导通周期以便増大特定周期期间的所述负载电流的所述峰值。
7.根据权利要求I至3中任一项所述的点亮装置，其中，所述点亮単元是降压斩波电路。
8.根据权利要求I至3中任一项所述的点亮装置，其中，所述控制器以电流临界模式控制所述切换元件。
9.根据权利要求I至3中任一项所述的点亮装置，其中，所述控制器以电流不连续模式控制所述切换元件。
10.根据权利要求I至3中任一项所述的点亮装置，其中，所述控制器以电流连续模式控制所述切换元件。
11.根据权利要求I至3中任一项所述的点亮装置，其中，所述电源単元包括AC/DC转换器单元或DC/DC转换器単元，所述AC/DC转换器単元用于将AC电压转换为期望的DC电压并且将所转换的DC电压输出，所述DC/DC转换器单元用于将DC电压转换为期望的DC电压并且将所转换的DC电压输出。
12.根据权利要求I至3中任一项所述的点亮装置，其中，从AC/DC转换器获得来自所述电源单元的所述DC电压，并且所述PWM信号的频率是600Hz或600Hz的倍数。
13.ー种照明设备，包括根据权利要求I至3中任一项所述的点亮装置和用于容纳至少ー个所述光源単元的主体。
全文摘要
本发明涉及一种点亮装置和使用该点亮装置的照明设备。一种点亮装置，包括用于将点亮功率供给到光源单元的点亮单元；和用于控制点亮单元的控制器。点亮单元具有电感器和切换元件，以及二极管，该二极管用于在切换元件的截止周期期间使电感器的反激电流流到光源，并且控制器具有用于由PWM信号间歇地驱动切换元件的导通/截止操作的单元，和用于由高于PWM信号的导通周期期间的PWM信号频率的频率来驱动切换元件的单元，而当PWM信号下降时，控制器减小在特定的周期期间流过光源单元的负载电流的峰值。
文档编号H05B37/02GK102695327SQ20121005966
公开日2012年9月26日 申请日期2012年3月8日 优先权日2011年3月22日
发明者井户滋, 鸣尾诚浩 申请人:松下电器产业株式会社