用于使高压气体放电灯工作的控制器的制作方法

专利名称：：用于使高压气体放电灯工作的控制器的制作方法发明的领域本发明涉及用于使高压气体放电灯工作以避免电弧不稳定性的控制器。特别是，本发明涉及检测由声共振引起的电弧不稳定性和选择工作频率，以在灯工作期间避免可见闪烁。现有技术的描述诸如汞蒸气灯、金属卤化物灯和高压钠灯这样的高压放电(HID)灯一般借助于磁镇流器工作在常规电力线频率或略高于上述频率，例如60到100Hz。希望提供一种电子镇流器，它使HID灯工作在约20kHz以上的高频。与常规的低频磁镇流器相比，对于低压汞蒸气荧光灯来说已变得日益流行的高频镇流器允许镇流器的磁性元件的大小和重量极大地降低。但是将高频电子镇流器用于HID灯的主要障碍是在高频工作时可能出现的声共振/电弧不稳定性。声共振至少会引起非常扰人的电弧闪烁。在最坏的情况下，声共振可引起放电电弧熄灭，或者更糟糕地永久存在，被放电容器壁折射，并损坏放电容器壁，而这将造成放电容器破裂。F.Bernitz，Symp.LightSources，Karlsruhe1986的论文“AnAutotrackingSystemforStableHfOperationofHIDLamps”披露了一种在扫描范围上的中心频率左右连续改变灯工作频率的控制器。扫描频率是通过扫描范围并使工作频率被重复的频率。控制器检测灯电压以评定电弧不稳定性。由所检测的灯电压获得控制信号，以便在100Hz和几Khz之间改变扫描频率，从而实现稳定工作。但是该系统从未被商品化。因此，本发明的目的是提供一种适合于使高压放电灯稳定工作的、具有用于探测气体放电灯中电弧不稳定性的装置的控制器，它可广泛应用于不同功率、类型、大小，或物理或化学成分的灯，并可以在大范围镇流器拓扑结构(ballasttopology)内实施。本发明还有一个目的是提供使HID灯工作在高频的控制器，对于大范围的灯，或者至少对于来自不同的灯制造商的相同放电容器构造的灯，该控制器具有探测和避免会出现声共振的频率的装置。发明概述根据本发明的控制器包括用于使气体放电灯工作在多个工作频率下的镇流装置。利用在该控制器中所包括的控制装置，确定用于每个工作频率的稳定因数，该稳定因数被用于根据对该稳定因数既定的准则而从多个工作频率中选择随后的工作频率。通过周期性地获得电灯参数的多个样值，并计算在每次采集期间所获取的样值的偏差来确定该稳定因数。将来自每次采集的偏差相加，并对采集步骤的重复数进行计数，直到偏差之和超过第一目标值为止。用于当前工作频率的稳定因数被指定为一个等于该重复数的已更新的值，并且根据用于该稳定因数的选择准则选择一个新的工作频率。最好，随后的工作频率是具有最高稳定因数的频率。被按照上述方式控制的灯在提供稳定电弧的工作频率下比在引起不稳定的电弧的频率下保持更长的时间。对于稳定的电弧，在每个采集步骤期间采样的电灯参数的偏差将会较小。相反，对于不稳定的电弧，偏差将会较大。对于给定的第一目标值，在偏差之和超过该第一目标值之前控制器将比不稳定的电弧经过更多的采集步骤(并因此具有更高的稳定值)。当频率变得不稳定时，其稳定因数将被更新为较低的值并且通常将不会被再次选择。这样选择第一目标值，使得灯至少只在产生不稳定电弧的工作频率下停留足够短时间，从而不会造成对放电容器的损坏，并从而有利地避免可见闪烁。在一个有利的实施例中，控制器使灯工作在通常被已知是稳定的区域内的既定数目的频率下。在灯点燃前这些频率被指定一个表示对于每个频率来说灯的稳定程度的稳定因数。根据控制器的另一个实施例，根据放电灯的工作阶段来修改第一目标值。高压气体放电灯具有启动阶段和稳定状态阶段，在启动阶段期间工作温度和压强增大。在稳定状态阶段，工作温度和压力变化较小。出现电弧不稳定的频率在启动阶段中快速改变，并且这些频率也与稳定阶段不同。灯通常在启动期间较不稳定，不稳定性在宽范围的频率上出现，这往往使稳定因数改变为低值。为避免在启动期间失去选择性，稳定因数在该阶段期间应当更高，而在稳定状态期间应更低。这可以按照预先编程的渐变方式或者自适应地通过控制器来实现，在后面将更详细地描述这两种技术。当灯工作了延长的时间段，或者经历了不稳定阶段时，除驱动频率以外的所有频率的稳定因数可能较低。这意味着选择除驱动频率以外的任何一个频率的可能性很小。如果要改变工作条件，则需要具有选择至少几个其它频率的可能性。这通过保证至少几个频率的稳定因数足够高来实现。在一个实施例中，计算稳定因数的平均值，并且如果该平均值下降到既定的电平以下，则将每个频率的稳定因数增大一个预定的量。在控制器的另一个实施例中，在稳定因数的最高值和次高值之间保持一个既定的最小差值。在每次采集期间由样值计算的偏差可以是标准差。一种替代的方案是，为简化微处理器中的计算，偏差是在样值采集步骤期间通过由最大采样值减去最小采样值而计算的最大偏差。这避免了计算标准差所需的浮点除法。所采样的灯参数可以是灯电导率。一种替代的方案是，采样的灯参数可以是灯电压。在一个有利的实施例中，采样的灯参数是通过将灯电压整流和滤波而获得的准RMS灯电压。参看下面仅为说明性的而非限制性的详细描述和附图，本发明的这些和其它目的、特征和优点将变得显而易见。附图的简要描述图1是具有圆柱形PCA放电容器的低瓦数高压放电容器的剖视图；图2(a)是100W石英灯的电导率的相对标准差与频率的关系曲线；图2(b)是35WPCA灯的电导率的相对标准差与频率的关系曲线；图3是用于对工作频率确定稳定值m的流程图；图4是说明电弧稳定性和展示作为工作频率的函数的稳定因数的曲线；图5是说明因例如可能随电弧不稳定性同时出现的电阻率变化引起的灯电压变化的曲线；图6(a)是展示灯电压的曲线，而图7(b)是准RMS电压的曲线；图7是展示120Hz波纹分量对各种电灯参数的影响的曲线；图8是根据本发明的控制器的方框图；图9是用于检测准RMS电压和控制DC-AC转换器的电路的方框图；以及图10是用于检测电压并通过降低电压幅度、整流和滤波来将其转换成准RMS电压的电路图。优选实施例的详细描述图1示出用于低瓦数例如35W金属卤化物灯的、具有多晶氧化铝(“PCA”)电弧管1的放电容器。电弧管的主体3是圆柱形的，并具有在其中延伸的电极5，在该电极5之间在灯工作期间维持气体放电。应注意这种放电容器不同于用于更高瓦数金属卤化物灯的常规石英玻璃电弧管。PCA电弧管的一个优点是可以保持精确的尺寸容差，这对于低瓦数灯来说是决定性的。PCA电弧管具有直圆柱形壁7，该壁7在端塞9处终止，并具有尖锐的被精确界定的内角部。这不同于具有适当的圆形端部的石英玻璃电弧管。这些几何上的不同引起放电电弧的显著差异。为进行气体放电灯中声共振的一般讨论，参考U.S.专利5,569,984(Holstlag等)。在PCA中声共振往往较强并且更突然地开始。这似乎是合理的，因为在被不规则地成形的石英灯中可能有更多的谐振(或径向和方位角谐振的组合)，而在几乎是理想的PCA圆柱体中谐振被更好地限定。但是，尽管PCA圆柱体更理想，由于填充气体中的温度分布和相关的声速分布，其内部并不是均匀的。这放宽了由于PCA圆柱体的对称特性带来的对谐振频率的约束。如从所参考的Holtslag专利可知的那样，电导率的标准差[(G)是对电弧稳定性的良好的量度，并且对于研究声共振是有用的。图2(a)示出具有石英电弧管的100W金属灯的相对电导率[(G)/G与频率的关系曲线，而图2(b)是对于具有PCA电弧管的35W金属卤化物灯的情况。每条曲线表示出一个频率窗口，工作在该窗口内被认为是相对安全的，即没有强的谐振的。这两个图示出了灯的这些类型之间的两个重要的差别。首先，如前所述，石英灯的谐振较宽且不很强，而PCA灯的谐振窄而强。已发现这种特定PCA灯在47kHz(电流频率)左右的谐振有时会强到足以使灯熄灭。第二，PCA灯往往在宽的频率(41-46kHz)范围上极其稳定，而石英灯在相对小的区域(20.8，22.2和23.5kHz)内稳定。请注意，如从前述Holstlag专利中可知的，当[(G)/G低于0.005时灯没有可见的闪烁。包括在Bernitz论文中所述的和Holtslag专利中所述的控制器在内的几种已知的控制器采用了或一种形式或另一种形式的宽频率扫描，该扫描或者连续地进行或者测试出现谐振的位置。对于谐振窄而且强的灯，象在PCA灯中那样，已发现由于当在扫描期间趋近、搜索以及随后返回通过这种强谐振时，强谐振受到激励，频繁地使灯熄灭，因此宽扫描易出故障。但PCA灯的优点是它在相当大的频率范围上稳定，尽管在工作期间和随着灯老化这一范围都会移动。在这一相当大的范围内，每个频率似乎都是可接受的。下面描述在根据本发明的控制器中采用的基本方法。一般而言，控制器使灯工作在既定的一组频率下，具有确定和更新用于每个频率的稳定因数的控制装置，并使灯工作在具有最高稳定因数的频率下。为了开始算法，在已知一般是安全的频率窗口内选择一组可能的工作频率fi(i＝1-n)。这些频率的每一个被指定一个初始稳定因数mi，并且这些频率的至少一个具有保证灯在该频率开始工作的最高稳定因数。这样，在一开始我们有了频率和相应稳定因数的阵列(fi，mi)(i＝1-n)。可以在启动期间从开始就运行这一循环。不需要灯预热和稳定。如从下面的讨论中显而易见的那样，在启动期间和稳定状态期间该算法将适应变化的情况。将灯点燃，并使之最初工作在具有最高指定稳定因数的频率下。对电灯参数的一组量度，如灯电压或电流进行采样。为了进行讨论，我们假定对电压和电流进行采样，提供电导率G＝I/V。这给出一组电导率样值G，由此计算[(G)/G的值(电导率的相对标准差)。将采样和计算相对偏差的这一步骤称为一次“采集”(1acq.)。将该[(G)/G值与下面称为“；”的第一目标值进行比较。如果[(G)/G值小于；，则进行另一次采集，并将其[(G)/G值与前一个值相加。将这一和数再次与第一目标值；进行比较，并进行再一次采集，直到各采集的相对标准差[(G)/G的现在的(running)和数超过；为止。存储直到超过第一目标值；为止所进行的采集数。该采集数是用于该频率fi的更新的稳定因数mi。图4中画出了这一个小循环。每当达到或超过第一目标值；，就选择一个新的频率fi，并进行所述那样的循环。这会给出一个与所选频率有关的新的采集数(#acq.)，该采集数成为用于该新的频率的更新的稳定因数m。因此，我们得到了具有相关的稳定因数值的一组频率(或频率阵列)(f1-m1，f2-m2...fn-mn)，该稳定因数是在选择该频率时被更新的。在更新了稳定值mi后，根据既定的准则如最大的m值检查值mi的阵列。对于稳定因数mi的相等的值，一种方案是选择阵列中出现的第一个。但如果各值相等，最好随机地进行选择以防止对于阵列中第一个频率的偏好。然后选择该稳定因数最大值的相应频率作为下一个驱动频率，使循环结束。新选择的频率非常可能又是同一频率，并且可能是稳定的频率。一般这样选择第一目标值；，使得稳定的电弧产生一个提供选择性的稳定因数的值，例如m≈7。不稳定电弧应该产生m＝1或2，以使在特定频率下所花费的时间短，从而避免闪烁。图5给出使用该方法测量电弧稳定性的典型结果。它实质上相对于图2(b)是反相的，因为[(G)/G的低值产生m的高值。进行观察的读者会注意到图5中的m值不是整数。所有测量的值都是整数，但该曲线通过将相邻值取平均而被平滑化。增加m值应注意，从算法的开始起，作为一组值，mi的值只能降低。当选择频率时，它具有阵列中的最大值(这就是首先选择它的原因)。当驱动频率的m值最大时，它将被再次选择。只有当频率的稳定因数不再是最高的时才改变频率。在选择新的频率后，与旧的频率有关的m值将低于其先前的值。如果全部的值都达到同样的最小值，并且如果用于发现最大值的算法倾向于选择由一组相同值遇到的阵列中第一个出现的频率，则从该点起将只选择该第一频率。因此，每当阵列中值mi相同，使频率被随机选择是有利的。此外，当对于某一时间段来说频率f1不稳定，并产生m1值1时，将决不会再次选择它(或者在全部值都等于1时，该频率必须在阵列行中第一个出现)。当频率与声共振有关时获得值1是好的，但当在与此相反的稳定频率下因钠闪耀(sodiumflare)或电弧跳变使值为1时，这是不希望的，因为这些通常是随机出现的而不是取决于频率。因此希望一个另外的步骤以增加m值。一种增加m值的容易实现的技术只不过是将一个整数常数，例如“2”加到最后测量的值上。这应该在循环中确定最大值之后进行。否则最后选择的频率就过于优先了。当在其m值增加之后选择一个频率时，m值将被再次测量，并且该值将代替被增加的值。这意味着这种增加的影响不是累积的。而且，这种增加防止了m值保持在非常低的值。如果m值变为“1”，则再次选择该频率实际上是不可能的。在增加量等于“2”的情况下，最小值是“3”。在值为“3”的情况下，频率被选择的可能性不大，但不是不可能。当频率处于阵列开始附近时，假设采用倾向于第一个遇到的值的最大搜索算法，则尤其是这样。为此，频率和频率所处的级次应当合理处理。借助更复杂的装置，如果各值保持在低于某一电平，则这种增加将只加到旧的值上，或者更好的方法是使用查看表，该表例如有选择地进行增加。还有一种选择方案是，通过将一个常数加到阵列中的一个或多个m值上，控制装置在阵列中最高和次高mi值之间保持一个既定的最小值。这通过确定两个最高的m值，确定它们之间的差值，并将该差值与所希望的差值比较来实现。如果差值与希望的差值不同，则按照下面的例子所示加上或减去一个值。表**在该技术中控制装置只在需要时使较低的值增大。**总是有一个频率在附近，等待在有最轻微的电弧移动时取而代之。**这一技术防止在两个同样稳定的频率之间再次出现切换(由噪声引起)。这方面的例子在表中以例2给出。**在该技术中，当平均值下降得太低时，控制装置自动地增加所有的m值。例子在表中以例3给出。**附加一个常数避免了在微处理器中的乘法/除法。改变第一目标值在启动期间和稳定状态期间灯稳定性是不同的。在启动期间灯的温度增加，气体温度和压强也增加。这改变了声波的速度，并因此改变谐振频率。因为所提出的控制器会调整频率(在需要时)，所以它可以应付这种变化的环境。但另一种改善是有利的。由于灯在启动期间较不稳定，因而在此阶段期间阵列中的m值通常变低。这些值可能低到以至于算法失去选择性；即只出现“1”、“2”和“3”的m值，而这意味着将有许多频率具有相同的m值，使得难于选择一个稳定的频率。为防止这种选择性的丧失，一种解决办法是在启动期间比在稳定状态期间第一稳定因数有更大的值；。可以通过灯电压的值来确定灯是否处于启动状态或稳定状态。对于金属卤化物灯来说稳定状态期间典型的rms电压约为90V，而点燃后不久灯电压低至20V。这例如可以以分步骤的方式借助下面各值来实现对于V＜60V(认为是启动状态)，；被设定为等于0.02对于V≥60V(稳定状态)，；被设定为等于0.01但是当第一目标的值；被以这种突变的方式改变时，基本算法往往在短时间内选择阵列中的大多数频率，这可能引起闪烁。因此，用于；的值应随着灯从启动阶段到稳定状态阶段的过渡以渐变的方式减小。在另一个有利的技术中，当稳定因数mi的值变得太低或太高时，控制装置提供第一目标值；的自适应改变。这可以通过设定第二目标值来进行，将更新的稳定因数mi与该第二目标值比较。例如，设定用于7次采集的第二目标值。当更新的因数m1＝5时，通过与大于1的数相乘旧的第一目标值；将增大。当更新的稳定因数m大于第二目标值(例如m＝8)时，将把；与一个小于1的数相乘。在该控制器内可以利用乘数的查看表。这还有一个优点是不需要为得到乘数而进行所需值和实际值的除法。这对于简单的微处理器来说尤其有利。按这种方式修改的第一目标值；将自动地处理启动的灯，还可以处理诸如接近其寿命终点的灯这样的较不稳定的灯。但是必须小心对待这种自适应技术，因为当选择了与谐振相关的频率时，acq.数接近“1”，并且新修改的第一目标值；变得非常高，在本例中是旧值；的7倍。如果新选择的频率也不稳定，；的高值可能造成这一不稳定的频率被选择太多次，因为尽管有高偏差，该不稳定频率的稳定因数mi也将人为地保持高值。因此，第一目标值；应受限于一个a；max(例如＝.05)。好的查看表使这种限定几乎不必要。如果乘数被选择得非常适度，则算法将不会过度反应。可能需要几个循环来适应，但这是可接受的。M的最小平均值当灯打开了很长时间或经受了长时间的不稳定阶段(有时是在启动期间)时，阵列中稳定因数mi的所有值可能都较低。这意味着除驱动频率以外的所有频率被选择的可能性很小。为了再次引入这些频率，控制装置提供一种额外的技术，在该技术中要检验阵列中稳定因数mi的平均值，并且如果该平均值下降到某一阈值(例如3.5)以下，则使所有值mi都增加一个整数，如(1)一。按照这种方式，更多的频率再次变为选择的一部分。一旦选择了不稳定频率，它们将被自动地设定回更低的值。电灯参数的采样如在这里所使用的那样，被采样的“电灯参数”是能够被反馈和检测的灯参数。这包括灯电导，阻抗，电压和电流，以及由检测灯输出而间接获得的信号，例如光学传感器检测灯的光输出的变化，并产生表示光输出变化的信号。尽管可以使用间接获得的信号，但就灯镇流器/控制器的实施而言，直接检测放电灯的电压和/或电流一般更有成本效率。所选择的偏差；采样；计算在采样及确定偏差的步骤期间，获取大量所选择的电灯参数的样值，例如400个。一种方案是将样值分成多个组，例如每组50个样值。然后在每组内确定标准差，并由较大样值的所有组的标准差，确定相对标准差。但是这一般需要乘法及数据存储，有造成更长的计算时间及更昂贵的微控制器的倾向。代替使用标准差的一种方案是在每组内使用最大偏差，即仅仅是组中最大样值和最小样值之间的差值。这在每组内避免了乘法，而使用简单的减法，对于微控制器来说它是一种简单得多的运算。还有一种技术是使用滑动采样(glidingsampling)。通常采样是在以高采样速率用许多点进行采样或以较低的采样速率用较少的点进行采样之间的折衷，采样速度由给定的微控制器的容量确定。如果采样速率太快，最大差值或标准差将较小。这表示电弧移动可能不容易探测，因为每组内的偏差较小。如果采样速率太慢，差值将较大，但由于采样速率低，对于给定样值的组大小来说这需要相对长的时间。这样，即使探测的偏差大并且容易探测，但探测可能花费太长的时间，并且灯可能因电弧相对于放电容器壁保持太长时间而熄灭或损坏。但后一个问题可以通过使用慢速率的滑动采样来避免。借助滑动采样，在采样了第一组之后，下一个最大偏差或标准差的计算至少使用来自前一组(previousgroup)的一些数据。这样，给下一个组增加所选数量的来自前面组(precedinggroup)的新样值，并使用来自该前面组的样值。例如，对于50的组大小，下一组可以使用一个新样值和四十九个来自前一组的样值，或三个新样值和四十七个来自前一组的样值。结果是滑动采样显示出与类似的慢采样速率同样大的差值，但获得差值所花费的时间却短得多。灯电导率图8公开了根据本发明的灯控制器，并适合于实施上述方法。参照图8，灯控制器包括DC源10，具有存储电容Cp的升压转换器20(也是通常已知的预调节器)，高频DC-AC方波逆变器30和点火器40。逆变器30和点火器40形成镇流装置。受控的灯用50表示。控制装置C包括微处理器100，该微处理器100可用软件编程以便控制逆变器30的操作，检测灯参数，并调节工作频率以避免声共振。所参考的专利US5569984披露了一种用于检测灯电压和电流以便对灯电导率进行采样的电路，该电路可以被用于向微处理器100输入作为被采样的灯参数的灯电导。对于电导率的测量来说，对电压和电流都进行采样并且同时进行是必须的。这要求成本相对较高的两个模拟-数字转换器。灯电压可以只采样灯电压或电流，它们也都受电弧移动的影响。本说明书将在后面讨论只使用电流的缺点。但是为获得与[(G)相差不大的标准差，必须仔细对电压数据进行采样，因为电压数据具有比电导率低的信号噪声比。需要对电压采样进行触发，使其在灯电压信号周期中的相同点发生，否则不管灯状况如何灯电压信号的正弦波形状都将使该信号看起来不稳定。由于以用于镇流器中DC-AC逆变器30的开关的驱动信号的形式已经可以获得触发信号，因而可以相对容易地进行触发。二次良好的定时可以使信号噪声比好得多。实际上，重要的是信息噪声比。获取样值的最佳时刻是当电弧开始移动时发生最大的偏差的波形相位。当电弧移动时灯电阻率增大。为确定获得最佳信息噪声比的电压波形的最佳相位，通过使用简单的电阻器作为电弧移动的一阶近似来进行测量。借助于半桥和LCC点火器，分别使用200、300和400A的电阻器来获取三个波形。这些波形示于图5。逆变器的开关进行切换的时刻被标以“S”。很明显，采样的最佳时刻与开关切换的时刻不一致，因为全部三个曲线的电压在该点基本相同(例如在11Ts)。因此需要相对于开关切换时刻的延迟时间。在没有更多个延迟时间的情况下，一个固定的延迟时间是不适合的，因为在灯工作期间，灯工作频率将会改变以避免诸如由声共振引起的电弧不稳定性。为了对于每种频率都在相同的相位采样，延迟时间变成频率的函数。但是，具有随频率而改变的延迟时间会需要额外的电路和/或软件和或更昂贵的微控制器，并且一般意味着更高成本的镇流器。准RMS电压为回避对于依赖于频率的采样技术的需要，根据本发明的一种更有利的方法将灯电压转换成“准RMS”电压。首先使用简单的电阻分压器降低灯电压幅度。随后将该低电压整流和滤波，以产生“准RMS电压”。滤波器截止频率的选择非常重要。通常滤波器的截止频率与为防止灯熄灭而对电弧移动进行探测和反应所需的响应时间有关。截止频率必须足够低，从而使高频信号(35到40kHz)被充分衰减，以允许由被采样的灯电压信号精确地探测电弧移动，其中逆变器在所述高频下驱动灯。截止频率可以不必太低，否则对灯变化的探测将会太慢。另一方面，如果频率太高，信号就不会被滤波。已发现对于39WCDM灯来说2kHz和5kHz的截止频率是可接受的。图6(a)是39WCDM(陶瓷放电容器)灯的灯电压(VLAMP)曲线，而图6(b)示出了相应的准RMS电压Vquasi-RMS。在图6(b)中，切换点被标以“S”。图6(b)示出在这些切换点的附近准RMS电压有一个由逆变器开关的切换引起的被标以“N”的寄生噪声区。为获得高的信息噪声比，在这些“N”区中进行采样是不利的。但是，在这些寄生噪声区之间是相对来说无噪声的区域，被标以NF，在该区域中可以获得有较高信息噪声比的样值。注意，考虑到与图6(a)相比图6(b)的电压刻度降低了很多，因而NF区域中变化范围是较小的。由于准RMS电压的“NF”区域相对较宽，因而可以在该区域中的任何地方获取样值。这给予采样的触发相当大的容限。这样，可以将固定的延迟时间用于触发由微处理器进行的准RMS电压采样，而且尽管为避免声共振工作频率有合理的改变，采样也仍将在相对宽的NF区域内进行。这样，可以使用固定时间的触发，这简化了信号处理，允许较低成本的微处理器。这与需要延迟时间随频率变化的直接采样灯电压的情况相反。图9示意地示出用于确定电弧不稳定性的在根据图8的控制器中进行的准RMS灯电压的检测。所示的镇流器包括用于将AC电力线转换成120HzDC的DC源10和用于向DC-AC逆变器30提供DC电压的预调节器20(也就是已知的升压转换器)。在图9中，点火器40是由电容器C6、C7和电感器L2形成的LCC点火器。DC-AC逆变器包括由开关SW1、SW2的控制栅处的驱动信号DRS1、DRS2驱动的开关SW1、SW2。进一步示出的是构成控制装置的装置200、240、250。利用这些装置检测跨接在灯上的正弦灯电压，并降低其幅度(块210)，进行半桥整流(块220)和借助于低通滤波器进行滤波(块230)，这些都在块200中进行。低通滤波器230的输出信号是准RMS电压，该电压被输入给将准RMS电压转换成数字信号的A/D转换器240。该数字信号被输入给微控制器250，该微控制器250实施软件中的可调持续时间(variableduration)方法的上述各步骤，这样，形成用于选择后续工作频率的装置。微控制器的输出是向半桥驱动器260输入的方波信号，该半桥驱动器260给半桥开关SW1、SW2提供切换信号DRS1、DRS2。A/D转换器可以是AnalogDevicesADC0820，微控制器可以是Philips40MHz87C750，半桥驱动器可以是来自InternationalRectifier的IR2111。图10示出用于实现图9的控制器的块200的功能的电路。灯电压在镇流器输出端O1、O2处被检测，并被包括电阻器R211、R212的分压器降低了量值。然后用二极管D221将这一减小了的灯电压VRL整流。二极管D222是齐纳二极管，用于抗瞬变保护。在该实施方案中所示的低通滤波器230是一个二阶低通切比雪夫滤波器。该滤波器包括其反相输入端通过电阻器R236连接到地而其非反相输入端通过电阻器R233、R234连接到二极管D221的阴极上的运算放大器OA1。电阻器R233提供对所检测的灯电压幅度的进一步衰减，并连接在地和二极管D221与电阻器R234间的节点之间。电容器C232连接在地和电阻器R235与运算放大器OA1的非反相输入端间的节点之间。滤波器126的输出O3连接到运放OA1的输出和电容器C231的一端上，该电容器C231的另一端连接到电阻器R233和R234之间的节点上。所选择的切比雪夫滤波器的截止频率是按公知的方式，通过对电阻器R236、R237、R234、R235和电容器C231和C232的值的选择来实现的。这一波纹分量将通过点火器(如LCC网络)而传播，横跨灯接线端而出现，并调制灯电压和电流的高频包络。以标准公用线的如图8中所示的控制器为动力来运转，该控制器带有预调节器即功率因数校正电路。在实际中，这意味着在线RL1上提供给桥的DC电压将具有基本上为120Hz(对于欧洲是100Hz)的波纹分量。该波纹分量将通过点火器(如LCC网络)而传播，并横跨灯接线端而出现。由于截止频率远高于120Hz，准RMS电压将受该波纹的影响。在灯电压和电流上波纹分量的影响是不同的。在图7中粗线AA代表RL1上的电压，并显示出波纹分量随增大的存储电容Cp而减小。灯亮度BB紧随该波纹。图7还清楚地显示出即使在存储电容Cp的低值下灯也能够维持恒定的电压(灯电压曲线CC)，然而灯电流(曲线DD)则有非常大的波纹。这与HID灯的电压源特性一致，并且有非常重要的影响。相对较大的电流波纹使将准RMS电压用作确定电弧稳定性的重要信号比用电导率作为该信号更有利，由此避免了在电导率中可能存在的电流波纹的影响。该波纹分量的幅度极强地由预调节器的存储电容器的值确定。算法不应将由这种波纹引起的变化与灯不稳定性混淆。因此，应选择大的存储电容器来衰减该波纹。当波纹在A/D转换器240的分辨率以下时获得最佳的性能。由于存储电容器的价格和尺寸随其电容值而增加，因而存在在为使性能最佳而选择大存储电容器与镇流器的尺寸和成本之间的折衷方案。上述算法通过增大；的值来处理该波纹。这意味着它对电弧移动将较不敏感。但是已发现即使使用经过了很长阶段的非常旧的灯，使用具有47TF电容的存储电容器Cp和准RMS电压在可变持续时间方法中也不会产生任何故障，这些故障可能通过灯的熄灭或破碎表现出来。结语在激励谐振的频率处消耗的最长时间对于避免损坏电弧管来说是关键的。所允许的最长时间约为80-100ms。因此，显然更快的微处理器可以更快地反应，从而可以随处理速度的增大来增大第一目标值；的值，同时在与不稳定电弧相关的频率处不会超过安全时间。进而，这意味着稳定因数(m)的值将更大，而这有两个好的结果，一个是增大的选择性。第二个优点是在算法中不再需要；的改变或用于；的自适应值，因为即使对于不稳定场合或不稳定灯，稳定因数mi也不会下降到如此低的数值以至选择性消失。以上讨论的控制器给出了对在具有陶瓷电弧管的HID灯通常稳定工作的相对宽且平坦的区域内强谐振问题的解决办法。该控制器还被发现可提供具有石英玻璃电弧管的HID灯的无闪烁工作，这种灯一般不会显示出这样的宽稳定频率窗口。在该控制器中采用的算法相对简单，并可处理不同的灯工作条件而无需改变。这表明没有子程序，而且在廉价的微处理器中容易实施。由于实现稳定工作所需的工作频率的有限的数量，使得所需的存储器量比用其它扫描类型的算法要少得多。该算法是自适应的，并且可应用于宽范围的HID灯。权利要求1.用于高压气体放电灯的灯控制器，所述灯控制器包括a)用于使气体放电灯工作在多个工作频率下的镇流装置；b)用于确定用于每个工作频率的稳定因数的装置，包括(i)周期性地采集相应工作频率下的电灯参数的多个样值，并计算所述样值的偏差；(ii)在每个步骤(i)后将所述计算的偏差相加，(iii)对所述步骤(i)的重复数进行计数，直到偏差之和超过第一目标值为止，并指定稳定因数为一个等于所述重复数的值，以及c)用于根据用于稳定因数的既定准则从多个工作频率选择一个随后的工作频率的装置。2.如权利要求1的灯控制器，其特征在于，所述的既定准则是具有最高值的稳定因数。3.如权利要求1的灯控制器，其特征在于，所述控制装置还包括用于在稳定因数达到一个所选择的最小值时增大相应工作频率的稳定因数的值的装置。4.如权利要求3的灯控制器，其特征在于，所述用于增大的装置将稳定因数增大为小于所选择的最大值的值。5.如权利要求1的灯控制器，其特征在于，所述控制装置根据放电灯的工作阶段来修改第一目标值，偏差之和将与该第一目标值进行比较。6.如权利要求5的灯控制器，其特征在于，气体放电灯具有启动阶段和稳定状态阶段，并且当灯从启动阶段向稳定状态阶段过渡时所述控制装置以渐变的方式减小所述第一目标值的值。7.如权利要求6的灯控制器，其特征在于，在灯工作期间，所述控制装置通过将当前稳定因数与第二目标值进行比较来自适应地改变所述第一目标值，并且如果稳定因数小于第二目标值，则增大第一目标值的值，而如果稳定因数大于第二目标值，则减小第一目标值的值。8.如权利要求7的灯控制器，其特征在于，第一目标值受限于一个最大值。9.如权利要求7的灯控制器，其特征在于，所述控制装置分别通过加上或减去一个整数值来朝着第二目标值增大或减小目标值。10.如权利要求5的灯控制器，其特征在于，所述控制装置计算稳定因数的平均值，并且如果所述平均值下降到既定的电平以下，则将每个频率的稳定因数的值增大一个预定的量。11.如权利要求5的灯控制器，其特征在于，所述控制装置在稳定因数的最高值和次高值之间保持一个既定的最小差值。12.如权利要求11的灯控制器，其特征在于，所述控制装置确定稳定因数的最高值和次高值之间的差值，利用一个恒定的和数调节次高稳定因数值，使之具有与最高稳定因数的预定差值，并利用该恒定的和数调节至少另一个稳定因数。13.如权利要求1的灯控制器，其特征在于，由所述控制装置采样的所述灯参数是灯电导率。14.如权利要求1的灯控制器，其特征在于，由所述控制装置采样的所述灯参数是灯电压。15.如权利要求1的灯控制器，其特征在于，通过使用切换信号对所述灯电压进行采样，其中所述切换信号用于驱动驱动灯的逆变器电路的开关。16.如权利要求1的灯控制器，其特征在于，所述所采样的灯参数是准RMS电压。17.如权利要求1的灯控制器，其特征在于，由所述控制装置计算的所述偏差是标准差。18.如权利要求1的灯控制器，其特征在于，由所述控制装置计算的所述偏差是通过从最大的偏差中减去最小的偏差计算的最大偏差，该最大的偏差是在检测和确定工作频率的偏差的所述步骤期间计算的。19.如权利要求18的灯控制器，其特征在于，由所述控制装置在当前工作频率期间计算的所述最大偏差是通过使用来自下一个在前的(nextprevious)工作频率的至少一些偏差而计算的。全文摘要用于使气体放电灯工作、用以探测电弧不稳定性的控制器,包括使灯工作在多个工作频率下,并周期性地检测电灯参数以确定每个频率的稳定因数。在工作在每个频率的同时,确定所检测的电参数的偏差,该偏差用于计算稳定因数,该稳定因数与所确定的偏差成反比。灯在具有更高稳定因数的频率下比在具有更低稳定因数的频率下工作更长的时间。文档编号H05B41/24GK1246270SQ98802202公开日2000年3月1日申请日期1998年9月14日优先权日1997年10月2日发明者A·伯格曼,P·T·哈伊内申请人:皇家菲利浦电子有限公司