专利名称：灯用镇流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于气体放电灯的电子镇流器，更具体地，涉及即使在非常低的照明等级(例如最大强度的1或2％)和即使在镇流器通过具有明显的杂散电容的外界(remote)导线耦合到灯时的能够通过外部提供的用于调节提供给灯的功率的调光信号来准确地控制灯的强度的镇流器。
1998年4月21授予本申请人并转让给本受让人Philips ElectronicsN．A．的美国专利No．5，742，134公开了一种电子镇流器，它包括具有一对用于在连接灯的谐振输出电路中产生一个高频方波的串联MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)开关的半桥倒相器。该倒相器由主要包括一个集成电路(IC)的驱动控制电路驱动，该集成电路具有与镇流器的各种工作参数例如灯电流、电压和功率相对应的引脚，以及用于接收外部的调光控制信号的引脚。IC中的一个反馈环路通过改变倒相器的开关频率来控制灯强度，倒相器输出电路的谐振附近的频率变化使灯电流和电压明显改变，并因此改变了提供给灯的功率。获得用作灯功率的测量值的信号作为测量的平均灯电流与测量的平均灯电压的乘积，该功率信号用来导出将灯强度调节到由外部提供的调光信号表示的等级的误差信号。从而在降至低达整个强度的1或2％的范围内提供对灯强度的线性控制。在此引入该专利供参考，如果在此叙述，其全部构成本文的一部分。
当该镇流器必须与灯相距一定距离设置时遇到一个问题，以致外界导线必然在其间引起明显的寄生电容。该电容的结果是使在镇流器处检测的灯电流和电压具有明显的相位差。因此，实际的灯功率不再是平均(即DC)灯电流与电压简单的乘积，而是由实际的灯电压与电流的乘积在其每个周期循环范围的积分给出的。在低强度等级，灯电流可能与寄生电容电流在相同的数量级，因此，在镇流器测量的电流与功率与实际测量的灯电流和功率变得完全不一样。这将导致对灯强度的错误控制，由于寄生电流被镇流器理解为灯电流，并因此作为已经点燃的表示，并由此从所需的启动等级减小灯电压，这也使得难于将灯启动。
本发明的目的是对已知的镇流器提供改进，考虑到它们之间的相位关系，将其作为实际的灯电流和电压的乘积测量来代替作为平均灯电流和电压的乘积测量的灯的功率。更具体地，本发明提供一种用于已知的镇流器的基本IC(称为“α”IC)使用的辅助IC，因此，该辅助IC被称为“α2”IC。它包括对表示灯电流的差动电压整流并产生与所述已整流电压对应的已整流交流电流的第一整流器，对表示灯电压的电流整流的第二整流器，将两个已整流电压相乘的电流模式单象限乘法器。将乘法器的输出电流平均以得到与提供给灯的实际功率成比例的直流电压。该乘积考虑每个功率周期期间灯电压和电流是否是相同或不同的符号，然后在灯电压和电流是相同符号时增加表示灯功率的现有直流电压，当它们的符号相反时，降低直流电压。因此，在得到表示灯功率的直流电压值的过程中考虑每个周期的每个象限期间其间的相位关系。由于寄生电容电流与灯电压相差90°相位，该电流与灯电压乘积的平均值是零，因此它不影响如所述的那样得到的功率信号的精度。
现在参考附图更详细地描述本发明，附图中
图1是上面给出的专利中的灯用镇流器以及本发明的灯用镇流器的基本结构的方框图；图2是图1的灯用镇流器结构的更详细的示意图，除了省略所述专利的图2中的虚线框中所示的向αIC109的DIM引脚提供外部调光控制信号的接口电路，和省略了与所述专利的图2的虚线框198相同的可选择的深度调光外部偏移外。在此的图2中使用的识别标号与所述专利的图2的相同；图3是根据本发明的改进的图2中的镇流器的示意图，以包括如上所述的α2 IC；图4是图3中使用的α2 IC的结构方框图；和图5是与所述现有技术专利的镇流器相反，根据本发明在灯与镇流器之间的外界导线的不同寄生电容值测量的灯强度的精度改进的曲线图。
为了描述本发明如何对上面给出的专利的现有技术的镇流器进行改进，首先给出该镇流器基本特性的描述，该镇流器的基本特性也可应用于本发明的镇流器。参考图1，示出了上述专利中的镇流器的简化方框图。把可在240至500伏范围内选择的基本上恒定的直流电压提供给倒相器60，倒相器60包括由包括αIC的驱动控制电路65产生的高频开关信号驱动的开关模式电源。开关频率可以是约45kHz，并在倒相器60的输出端产生该频率的方波。该输出施加到包括串联谐振电感器75和电容器80的负载70。谐振频率略低于开关信号频率，由此可通过降低或升高开关信号频率来提高或降低灯的强度。
图2更详细地示出图1中的镇流器电路的结构，除省略了连接到αIC109的DIM引脚的调光接口电路外，由于该接口仅是向DIM引脚提供调光控制信号的许多可能的接口之一，图2与上面给出的专利的图2相同。因此，仅以方框图的形式表示调光信号接口电路110。还省略了在下降到全部光强度的1％的深度调光等级使用的所述专利的图2的虚线框198中示出的任选外部偏置电路。然而，也可任选地包括该外部偏置电路。
由于其中详细描述了所述专利的图2中的镇流器，不必对其结构进一步详细描述。然而，为了全面说明本发明实现的改进，现在给出图2中镇流器的操作特性的特定描述。
在αIC106的引脚LI1和LI2感测的电流之间的差值表示流过灯85的电流。由二极管180和电容器183检测由电阻器174和177形成的分压器按比例分配在灯两端的电压，导致在汇接点181的直流电压与峰值灯电压成比例。由电阻189将该电压转换成流入αIC的引脚VL的电流。在αIC109中，把在引脚VL的电流(表示峰值灯电压)与在引脚LI1和LI2的电流差(表示平均灯电压)相互相乘以便获得从引脚CRECT出来馈送到电容192与电阻195的并联组合的已整流交流电流。由此将该已整流交流电流转换成与灯85的平均功率成比例的直流电压。αIC中包含的反馈电路工作以改变倒相器60的开关频率，直到由在CRECT引脚的电流产生的电压变得与从外部调光接口提供给DIM引脚的电压相同。应指出，在CRECT引脚产生的、通过电阻195和电容192的并联组合流到地电位的电流表示灯85的平均功率(平均灯电流和电压的乘积)。
连接在引脚RREF和地之间的电阻156用来设定αIC内的参考电流，连接在引脚CF和地之间的电容159设定αIC中包括的电流控制振荡器(CCO)的频率，以便为倒相器60的开关100和112的门电路G1和G2产生开关信号。连接在引脚CP和地之间的电容165用于对预热周期定时并且还为非振荡／备用模式定时。通过电容器138连接到汇接点110的引脚FVDD表示αIC的浮动电源电压。
初始启动周期期间，根据电容器106和电阻103的RC常数对电容器106充电。在该周期期间，开关100处在非导通状态，而开关112处在导通状态，输入到αIC的引脚VDD的电流保持在低电平(低于500毫安)。引脚FVDD和汇接点110之间的电容器138充电到接近VDD的相对恒定的电压，VDD作为开关100的驱动电路的电源电压。当电容器106两端的电压达到阈值导通值(例如12伏)时，αIC进入其工作状态(振荡／开关)，开关100和112以高出由电感75和电容器80设定的谐振频率很多的频率在导通和非导通状态之间来回切换。
倒相器开始振荡时，αIC初始进入预热周期。在该周期期间，灯85还未处在点燃状态。由连接到引脚RREF的电阻156和连接到引脚CF的电容器159，以及开关100和112的反向二极管导通时间设定αIC的初始工作频率约为100kHz。然后，αIC由此以确定的速率减小该频率，并继续减小该频率，直到在RIND引脚感测的电阻162两端的峰值电压达到预定的负峰值，例如-0．4伏。由αIC调整开关100和112的开关频率，以使在RIND引脚感测的电压保持等于-0．4伏，该电压在汇接点110导致大致约80-85kHz的固定频率。相对固定的均方根(rms)电流流过电感75，电感75可耦合到灯75的灯丝76和77，以便为后面的灯点燃而对它们进行预处理。由电容器165设定预热周期的持续时间。如果省略该电容器，将没有预热并将导致立即开始工作。
在电容器165确定的预热周期结束时，αIC开始向下朝无负载谐振频率(即灯85点燃前电感75和电容器80的谐振频率，例如60kHz)扫描该开关频率。随着开关频率接近该谐振频率，灯两端的电压迅速升高(例如600-800伏峰值)并且通常足以点燃该灯。一旦出现，灯电流从几毫安升高到数百毫安。根据分别与电阻168和171成比例的电流之间的差值在αIC的引脚LI1和LI2感测通过电阻153的等于灯电流的电流。由在汇接点181产生与峰值灯电压成比例的直流电压的二极管180和电容器183检测由电阻174和177形成的分压器按比例分配的灯85的电压。电阻189将汇接点181的电压转换成流入引脚VL的电流。
流入引脚VL的电流在αIC109中和与引脚LI1和LI2之间的电流差对应的电流相乘，产生从引脚CRECT馈送到电容器192和电阻195的并联组合的已整流交流电流。该组合将交流整流电流转换成与灯85的平均功率成比例的直流电压。αIC109内包含的反馈环路强制引脚CRECT处的电压等于DIM引脚处的电压。因此，得到对灯85消耗的功率的调整。
由施加到αIC109的DIM引脚的电压设定希望的灯85的照明强度等级。为此，αIC包括上述反馈环路，该反馈环路包括灯电压感测电路和灯电流感测电路。由该反馈环路调节倒相器的开关频率，以使CRECT引脚的电压等于施加到DIM引脚的电压。DIM电压在0．3和30伏，即1∶10的比率之间变化。当其升高到该范围以上或下降到该范围以下时，由αIC分别将其内部嵌位到3．0或0．3伏。
点燃灯85时，CRECT引脚的电压为零。随着灯电流增加，在CRECT引脚处与平均灯电压和电流的乘积成比例的电流将电容器192充电到与所述乘积成比例的电压。降低或增加倒相器电路的开关频率，直到CRECT引脚处的电压变得与DIM引脚处的电压相等。当把调光等级设定为全光(100％)输出时，允许将电容器192充电到3．0伏，因此，CRECT引脚处的电压在反馈环路的基础上升高到3．0伏。电压升高期间反馈环路保持开路。一旦CRECT引脚的电压达到约3．0伏，反馈环路闭合。同样，当将调光等级设定到最小的光输出时，允许电容器192充电到0．3伏，因此，CRECT引脚的电压在反馈环路的基础上升高到0．3伏。通常，DIM引脚处的0．3伏对应于全光输出的10％。当将调光等级设定到最小光输出时，CRECT电容器192在反馈环路闭合前充电到0．3伏。根据本发明改进的镇流器根据本发明改进的镇流器如图3所示，除加入了表示成α2IC的辅助IC外，该镇流器与图2的镇流器基本相同，α2IC起到原始的αIC109的协处理器的作用。在图3中，连接到αIC109的引脚LI1和LI2的电阻168和171都接地，从而设定那些端子的差动输入电流为零。因此，测得的电流和与CRECT引脚对应的电压将为零。代之以现在由α2IC301的CPOW引脚电流产生αIC的反馈环路中以前使用的CRECT电压，α2IC301的CPOW引脚的电流与灯电流和电压的瞬时乘积成比例，并因此与实际的灯功率成比例。现在在α2IC301的LI1’和LI2’引脚差动地感测灯电流，LI1’和LI2’引脚连接在灯85和地之间的电阻153两端。在α2IC301的IVL引脚感测灯电压，该引脚由电阻303连接到灯端子170，灯端子170连接到电感75和电容器80之间的汇接点。α2IC的CPOW引脚连接到αIC的CRECT引脚，电容器192和电阻195的并联组合将在CPOW引脚产生的交流电流转换成与实际的灯功率成比例的直流电压。把感测的电压作为αIC的CRECT电压提供，并因此如所述专利中描述的，起到αIC中的误差放大器的反馈电压的作用。由提供给DIM引脚的电压控制反馈环路中的参考电压，因此，提供的调光电压控制实际的灯功率等级。如同在原始镇流器的情况，如果镇流器和灯之间存在外界导线，图3中的改进镇流器感测的差动灯电流将包括寄生电容电流。然而，由于该电容电流与灯电压的相位超出90°，其乘积的平均值将是零，因此，它对α2IC产生的CRECT电压没有影响。因此，由于外界导线的寄生电容，检测包括α2IC的改进镇流器中的灯功率不再遇到误差。
图4表示α2IC301的基本电路结构，其引脚与图3所示的引脚对应。另外，它可包括电源馈送和与灯强度的控制无关的电压偏置电路。灯电流整流器303从引脚LI1’和LI2’接收与灯电流对应的差动电压，并将该电压转换成提供给电流型单象限乘法器305的一个输入端305a的已整流交流电流。该乘法器在本领域中是熟知的。灯电压整流器307从引脚IVL接收表示灯电压的电流，并将其转换成提供给乘法器305的第二输入端305b的已整流电流。相位检测器309是逻辑电路，如果灯电压和灯电流都是相同符号，即正或负，则输出高逻辑值。如果灯电压和电流为相反符号，其乘积的符号则为负，并且相位检测器309输出低逻辑值。其输入提供给乘法器305的控制输入端305c，并控制其在引脚CPOW产生输出电流，该输出电流向外引导，并因此在控制输入端305c的信号为高时加到现存的电压等级。当控制输入端305c处的信号为低时，将向内引导(吸收)在乘法器305的引脚305产生的输出电流，并因此在那里从现存的电压等级减去该输出电流。因此，根据实际的灯电流和电压之间的相位关系产生算术和，把在引脚CPOW得到的，表示实际功率的电压提供给灯。
可分析改进的镇流器的操作如下。例如灯85的负载消耗的实际功率(Preal)可表示为Preal=1T∫0Ti(t)V(t)dt-----(1)]]>其中v(t)是负载两端的电压，i(t)是负载电流。如果两者是正弦波，则有Preal=Ipeak∃Vpeak∃cosv]]>其中Ireal和Vreal是其峰值，α是其间的相位差。
在αIC中，计算镇流器功率为p=Vpeak1T∫0T|i(t)|dt]]>由于测量i(t)而与其符号无关。如果i(t)是正弦波，则有P=Vpeak(2/Π)Ipeak-----(2)]]>等式(1)和(2)表示如果负载电压和电流之间是零相位差，αIC检测的功率则表示实际的或“真实的”功率。然而，该假设意味着在负载两端没有寄生电容。在灯的低调光等级中，灯电流较小，如果外界导线较长，得到的寄生电容较明显，并将导致接近90°的相差。例如，如果v=85°，则有cosν=0．087。结果是，由αIC检测的P的值比实际功率Preal高11．5倍。与此相反，在αIC中，计算镇流器功率如下P=1T∫0tsign{i(t)V(t)}|i(t)||v(t)|dt---(3)]]>其中如果乘积i(t)∃]]>v(t)＞0，符号{i(t)∃]]>v(t)}=1，如果所述乘积＜0，所述符号=-1。对于任何类型的波形和任何相差值，由等式(3)给出的P的值的特别含义是实际功率Preal。因此，灯电压和／或电流中的非线性度对灯强度的控制精度没有影响。
在α2IC中，由灯电流整流器303提供i(t)的值，由灯电压整流器307提供v(t)的值。通过开关在CPOW引脚产生的电流的方向来实现符号函数。相位检测器309检测符号函数是正还是负。如果是正，从引脚向外引导(“源”)CPOW引脚电流，如果是负，向该引脚内部引导(“吸收”)CPOW引脚电流。由连接到CPOW引脚的电阻195和电容器192的RC网络实现在电源的每个周期的平均和。
虽然已参考特定的优选实施例和其典型应用描述了本发明，本领域技术人员在不脱离随后的权利要求所述的本发明实质精神和范围的情况下对本发明做出各种改进和配合是显而易见的。
权利要求
1．一种用于电子放电灯(85)的电子镇流器(60，65，70)，所述镇流器包括一个具有耦合到所述灯(85)以向其提供高频功率的谐振输出电路(70)的倒相器(60)，还包括用于向所述倒相器(60)提供开关信号的驱动控制电路(65)，该倒相器具有可变频率，以便控制由所述倒相器(60)控制给灯(85)的功率，从而控制灯强度，其特征在于，所述镇流器还包括耦合到所述灯的电压感测装置(307)，用于产生一个表示灯电压的信号；耦合到所述灯的电流感测装置(303)，用于产生一个表示灯电流的信号；和耦合到所述电压感测装置和所述电流感测装置的功率计算装置(305)，用于组合灯电压信号和灯电流信号，以便从其得到表示提供给灯的功率的一个信号，所述功率信号施加到所述驱动控制电路(65)，以便根据所述功率信号调节所述开关信号的频率；以考虑灯电压和灯电流之间任何相位差以便得到所述功率信号的方式组合所述灯电压信号和灯电流信号。
2．根据权利要求1所述的电子镇流器(60，65，70)，其特征在于，所述功率计算装置通过对那些灯电压信号和灯电流信号中的每一个整流，并考虑每个象限期间所述乘积的算术符号，将所得到的整流信号一起相乘以得到所述倒相器(60)的每个操作周期的每个象限的乘积来组合灯电压信号和灯电流信号。
3．根据权利要求1所述的电子镇流器(60，65，70)，其特征在于，所述功率计算装置包括耦合到所述电压感测装置的第一整流装置，用于对灯电压信号整流；耦合到所述电流感测装置的第二整流装置，用于对灯电流信号整流；和耦合到所述第一和第二整流装置的乘法装置，用于考虑所述倒相器的每个工作周期的每个象限期间灯电压信号和灯电流信号乘积的算术符号，得到与已整流的灯电压信号和已整流的灯电流信号的乘积对应的功率信号。
4．根据权利要求3所述的电子镇流器(60，65，70)，其特征在于，所述功率计算装置还包括耦合到所述电压感测装置和所述电流感测装置的相位检测装置，用于检测所述灯电压和灯电流信号乘积的算术符号，并向所述乘法装置提供一个表示所述算术符号的符号控制信号，以使之考虑所述乘积的算术符号。
5．根据权利要求1所述的电子镇流器(60，65，70)，其特征在于，所述驱动控制电路包括在一个第一集成电路芯片中，并且所述功率计算装置包括在一个第二集成电路芯片中。
6．根据权利要求4所述的电子镇流器，其特征在于，所述功率计算装置配备有用于产生一个与表示提供给灯的功率的信号成比例的第一电流的第一装置，并且配备有用于根据符号控制信号影响所述第一电流的方向的第二装置，并且配备有用于产生一个与所述第一电流的平均值成比例的信号的第三装置。
全文摘要
一种用于放电灯的电子镇流器包括由驱动电路提供的高频开关信号驱动的谐振倒相器,该驱动电路实质上在集成电路中构成,灯连接在倒相器的输出电路中并由此供电。通过改变开关信号频率,从而改变提供给灯的功率来控制灯强度。为防止镇流器和灯之间的外界导线的寄生电容在确定提供给灯的功率的过程中造成不准确,该镇流器在进行该确定的过程中考虑灯电流和电压之间的相差。例如,通过得到已整流的灯电压和已整流的灯电流的乘积,使用每个工作周期该乘积的算术和作为灯功率的测量值。
文档编号H05B41/392GK1291419SQ99803196
公开日2001年4月11日 申请日期1999年12月15日 优先权日1998年12月28日
发明者D·J·吉安诺普罗斯, I·T·瓦塞克, S·文基塔苏布拉马尼安 申请人:皇家菲利浦电子有限公司