专利名称：频率控制的、松耦合变压器的灯调光镇流器和驱动方法
技术领域：
本发明涉及灯的可调光电子镇流器，特别是包括松耦合变压器的灯用可调光电子镇流器，在该镇流器中，调节灯的电流，使灯提供的亮度变暗。
现有技术描述在气体放电灯中，使用电子镇流器把商业电力转换成足够产生和保持等离子的高压电信号。气体放电灯的典型例子是荧光灯和霓虹灯。基本上，在镇流器电路中使用变压器提高灯两端的电压。
并联变压器(一般也称为松耦合变压器或恒压变压器)是一种漏感比通常的漏感高的变压器。标准功率变压器的目的是产生一种紧密耦合的变压器，即，产生很低电抗的变压器，而并联变压器与其相反，并联产生的电抗随电流限制容量交替变化。变压器磁芯的几何形状和线圈绕组的种类是影响漏感的因素。所有已知的变压器设计至少有小量的电抗，因此，磁漏变压器的概念是基于相对的比例。
如在此所用的术语一样，“紧耦合”变压器被认为是这样一种变压器，在该变压器的初级绕组中的磁通量的很高百分比被传送到次级绕组。见电子变压器和电路，第二版的223、224、234、235页，和其它一般信息，作者Reuben Lee,1955年由John Wiley出版。例如，把变压器的初级绕组放置在次级绕组的上部或插入绕组提供了紧耦合变压器，根据物理定义，在这种变压器中，初级绕组中的所有磁通量基本上“流入”次级绕组。
另一方面，“松耦合”变压器被认为是一种变压器，变压器的初级绕组中的较少磁通量流入次级绕组。这个关系也可由变压器的耦合率表达，根据前面提到的在235页上Lee的定义，耦合系数(从0到1变化)“k”由下式确定(1)(I22Z2/E1I1)MAX=k2/2(1+(1-k2)1/2-k2。在式中，“I”表示电力，“E”表示电压，“Z”表示阻抗，下标“1”表示变压器的初级，下标“2”表示变压器的次级。对于比率值k，低于0.90被认为是松耦合，高于0.99(任意分界线)被认为是紧耦合。
除了使用磁流量(磁通)作为耦合的测量以外，也可以使用次级开路或次级短路时初级显示的感应系数确定耦合。次级绕组电路的开路或短路状态确定了电流流动的量，并且，派生出初级绕组显示的感应系数。在这两种极端情况下的初级绕组感应系数的比率引起了另一种耦合测量的形式，后面将详细论述。
磁漏变压器可以形成缺口或不形成缺口，取决于整个设计和电气特性。松耦合的并联变压器在他们的铁芯腿之一具有空气隙。通常，采用的E型或多支腿磁芯等具有部分由空气隙的尺寸确定的特殊磁阻的空气隙的铁芯。非分支脚中的一个固定初级绕组，另一个非分支脚固定一个或多个次级绕组。通常，该分支上不设置绕组。
包括间隙分支腿的铁芯的环路具有固定的磁阻，当次级绕组处于低负载或整个空载时，固定磁阻大大高于次级环路的磁阻。事实上，在低负载状态，次级绕组磁环路将有大部分磁通流过它，次级电压将是很高的。当负载增加时，次级环路的磁阻增加，次级环路的电压下降。当次级负载接近短路或实际上短路(次级环路电压为零)时，而它的磁阻低于次级绕组环路的高磁阻。因此，在低次级电压下，电流是高的，但局限于由隙缝铁芯的磁阻确定的值。
基本上，有两种类型的控制和限制电流流动的变化的漏电抗变压器。象美国专利4123736描述的“漏电抗变压器”一样，它们被共同地称为动圈式类型和动并联类型。动圈式变压器依赖移动相对另一绕组的绕组调节漏电抗。在并联型变压器中，钢分流器可移动地安装在位于初级和次级绕组分割间隔之间的框上，并被移入和移出绕组之间的间隔，以变化变压器的电抗。在两种类型的变压器中，控制程度依赖于绕组或分流器的机械移动，因此，在固定频率上获得精确的电流控制是很困难的。此外，如上述参考一样，特别是，当需要高成本克服磨损、干扰、缺乏精确控制的问题时，这种变压器的成本是相对高的。
在美国专利4187450“高频镇流变压器”中，描述的变压器特别适用固态、高频推挽变流器，用于向气体放电灯供电。该变压器包括一对相互之间邻近的面对的E型磁芯部分，以镜像的方式排列的对应的铁芯，而不是在磁芯的中部、非接触铁芯之间的空气隙。描述的变压器以特殊的方式缠绕，以克服现有技术中不够的镇流电抗(在气体放电灯的启动阶段需要克服负阻抗)和磁泄漏。但是，该专利没有教导任何利用频率或电流控制调节向松耦合变压器的次级提供功率和信号的方法。
另一个描述在美国专利4888527中的空气隙变压器，“用于放电器件的电抗变压器控制”。在该现有技术的器件中，为得到气体放电灯的电流限制控制，三铁芯变压器的一个铁芯具有空气隙和固定磁阻。变压器的电抗随分别控制绕组变化，这些绕组改变了变压器铁芯的磁阻，在这些铁芯上，它被缠绕的作为变化阻抗的函数，并包括控制电路驱动控制绕组。
美国专利5192896“可变化间断输入的可调暗电子镇流器”教导了一种具有松耦合的初级和次级绕组和一对可滑动的磁分流器的输出变压器。该变压器由一对在它的中心铁芯具有空气隙的互相面对的铁氧体芯构成。初级和次级绕组由一对分流器外壳分隔，在外壳中，可移动的分流器滑动安装。通过调节分流器的位置，可以调节变压器的参数匹配负载要求。
如上所述，存在许多现有技术的变压器，这些变压器通过改变绕阻的方法或位置、对于这种变压器的各种部分使用可滑动的分流器和增加控制绕组来利用分流变压器的固有特性。由控制或修改电抗变压器获得结果的尝试确实获得了较好的操作结果或生产成本，但仍然没有产生精确的控制、低成本、高效率、和由现代功率转换要求的多功能型。
气体放电灯的亮度可由调节镇流器的输出来控制。可调暗的电子镇流器基本上使用脉冲宽度调制(PWM)控制输出功率。在一个典型的PWM电路中，调节方波脉冲的宽度，以便改变传输到负载的总功率。在许多设计中，不要求改变频率，因为许多镇流器设计具有增加输出电压的谐振输出级。用于PWM电路的输出级的驱动频率(包括变压器)为维持谐振基本上保持常数。
一般说来，金属卤化物高亮度气体放电灯不具有变暗能力，因为必须保持气体放电的连续弧光需要一个电压源。这样的灯需要亮度控制，控制系统是很昂贵的。常规使用的一种方法是具有两极电压源，两级电压源在90％和100％功率之间交换。只使用在低频如60Hz的另一种方法简单地利用自耦变压器改变施加的电压。但是，在高频，将灯调暗是很不方便的。
因此，需要一种电子镇流器的设计，它比现有设计效率高和低成本。需要一种电子镇流器的设计，在它的输出级中不需要谐振电路。
发明简述本发明通过提供一种简单和低成本的调暗电子镇流器，改进了现有技术，这种电子镇流器采用了松耦合变压器特性的优点。本发明的电路采用了与松耦合变压器的电气特性组合的频率调制，以控制施加到灯的电流以致控制由灯提供的亮度强度。通过变化向灯供电的松耦合变压器初级线圈的频率，通过变压器的固有电抗，控制在次级线圈何等中的电流。因此，灯的光亮输出是可以控制变暗的。
在本发明的附加特点中，多个气体放电灯并联连接到调光镇流器，以便一个灯出现故障不影响其余气体放电灯的工作。
在本发明的另一个特点中，用于高亮度气体放电灯的可调镇流器采用变压器的次级输出端的两端具有调节电容器的紧缠绕的松耦合变压器，并与HID灯电极并联。
本发明的主要优点是对气体放电灯提供了有效的可调光控制。这个优点是通过使用松耦合变压器连同允许调光操作的输出驱动电路实现的。
本发明的其它特点和优点通过详细阅读说明书和参考附图将变得显而易见，其中，本发明的特殊实施例公开在所示的例子中。
附图简述本发明的完整理解将通过优选实施例的详细描述和参考附图获得。
图1是调光电子镇流器的主功能单元的方框图，在其中采用了变压器控制。
图2是调光电子镇流器示意图，其中，在频率控制下的松耦合变压器被用于向包括气体放电灯的负载供电。
图3是在图2所示的电子镇流器中采用的全波整流桥获得的输出电压的把正矢波。
图4是非调光电子镇流器的示意图，其中，在频率控制下的松耦合变压器被用于向包括气体放电灯的负载供电。
图5(a)是与本发明实施例合并类型的松耦合变压器的示意图。
图5(b)是一个变换的无隙缝松耦合变压器的实施例的示意图。
图6是松耦合变压器的等效模式电路。
图7是在松耦合变压器中作为施加电压的频率的绕组电流的曲线图。
图8是采用松耦合变压器的控制装置的方框图。
图9是按照本发明在频率控制下使用松耦合变压器向热电负载供电的示意图。
图10是在频率控制下使用松耦合变压器向远程接收电路供给脉冲串的方框图。
图11是按照本发明在频率控制下使用松耦合变压器向分站或工业站点供电的示意图。
图12是可调光电子镇流器的另一个实施例的电示意图。
图13是反馈控制回路的方框图。
图14是控制并联连接气体放电灯的可调光电子镇流器实施例的电示意图。
图15是把气体放电灯连接到图14所示的镇流器的电路图。
图16是用于松耦合变压器T2、T3、T4、T5的远程安装，在图14所示实施例的输出驱动部分的简化的电原理图。
图17按照本发明优选实施例控制HID灯的可调光电子镇流器的示意图。
图18是图17所示镇流器频率相对时间的曲线图。
图19是用于图17所示的HID灯的灯起动期间，灯功率相对频率的曲线图。
图20是用于图17所示的HID灯的操作，灯的负载功率相对频率的曲线图。
优选实施例的详细描述现参考附图，其中，相同的参考符号在几幅图中用于相同的部件。图1显示了电子调光镇流器2的方框图。在它的最普通的形式中，可以使用电子调光镇流器2控制各种负载，同样，镇流器2可以被认为是控制器。控制器的一般性质是调频(FM)电路，该电路利用变压器178的固有电流限制特性控制向负载供电。频率中的变化将控制通过变压器178的次级绕组的电流，并因此限制了到负载的电力。
在这个电路中使用FM的原因之一是不试图在输出级中保持谐振。许多现有的控制器试图维持谐振级，该谐振级基本上要求在窄频带中操作。而本控制器具有谐振频率的电路动态特性，所以不试图激励和保持这样的谐振。
图1中所示的负载是灯4，但负载也可能是电动机、加热器、冷却器、或其它由电气工程师已知的其它装置。该设计也适用于限流DC到DC转换器和AC到AC转换器。
控制器包括电源电路，该电路可以包括整流器、放大器、电源因子矫正器、滤波器、缓冲器和其它信号处理电路，这些电路通常适用于商业交流电力的电源电路。控制器也包括一个图1所示11的连接到电源电路的压控振荡器(VCO)，以产生一个响应电压输入的调频(FM)输出信号。控制器还包括松耦合变压器178，该变压器至少有一个初级绕组和一个次级绕组。除了连接到电源的其它单元以外，初级绕组电连接到可调节的频率输出信号。次级绕组把源电流电连接到负载。变压器178具有图7所示的一般特性，其中，次级绕组的电流响应可调节的频率输出。
下面进一步描述图1。具有频率和电压电平的线电压源6对世界上任何地方使用的镇流器都是标准的，该电压源向镇流器2供电。施加的电压由电路5整流成一系列半正矢波，见图3，并输送到电压增强器和功率因子矫正电路7。方框7的电路单元把电压电平升高到适合控制电路9的自持电压值，并适合于灯4所用的气体放电类型。控制电路9把参考电压信号送到频率控制电路11，电路11按照参考电压、任何变化的参考电压调节它的输出频率，其中，通过要求的调光电平信号17由调光控制电路15所要求的输出频率。如图1所示，调光控制电路15也从灯4接收亮度反馈信号19，反馈信号19与要求的调光电平信号17进行比较，得到不同的信号，只要信号17和19不同，由频率控制电路11使用信号17和19的差调节电压输出的频率。
来自频率控制电路方框11的输出被馈送到控制电路9，使用该信号产生紧匹配方波电压，该方波电压被发送到变压器驱动电路13。因此，下面将详细描述使用方框13产生的变压器驱动器为特殊的变压器178产生驱动，该变压器与灯4耦合，并向灯4传送功率。
图2详细显示了调光电子镇流器2的元件，以被用于在输入端8a和8b把一组荧光灯4连接到电源6。在此例中的电源是110V，频率是60Hz，这是美国的标准电源。然而，所述的镇流器2可以接收输入交流电压范围90-300V，频率50-60Hz，或直流140-450V。完全按照使用说明书，使得电子镇流器令人满意地运行在世界上的任何国家。
电阻10与输入端8a串联连接，作为保险丝或电流限制器件。电阻10代表一种简单的方式保护过载或过瞬间，过载将会损害镇流器或危及镇流器的安全。电感器12和电容器14、16形成一个电磁干扰(EMI)或共同模式低通滤波器，通过限制高频信号，该低通滤波器减少了端点8a和8b的EMI，并使具有完整通路的信号通过镇流器2。
全波整流桥18以标准方式把输入信号转换成为如图3所示的整流输出。整流桥18的输出电压20通过几个路径，首先包括升压扼流圈22a、二极管24，其向输出FET158和160提供功率，后面将讨论此问题、电容器26、电阻30、二极管28、电容器32、34。电容器32和34连接到功率因数芯片38的输入管脚36。
功率因数芯片38是Motorola MC33262集成电路芯片，芯片功能全面论述在Motorola的模拟/接口IC、器件数据的3-455到3-457页，1995年第5次修订版第一卷。集成电路芯片38是一种高性能的电流模式功率因数控制器，设计的该芯片通过保持AC线电流正弦并与线电压同相提高差的功率因数负载。适当的功率因数控制保持了明显的镇流器2的输入功率相位接近它所消耗的实际功率，因此，提高了镇流器的工作效率。
见图3，电源接通时，整流桥18输出的前半周期或把正矢波40达到具有有效的(rms)120V的输入电压的峰值170V。电容器26、32、34开始放电。对于最初的把正矢波40，当在AC电路中出现的放电时间较短和受最初的把正矢波的影响时，电容器26、32的作用就象由它们各自的电容值确定的电压分配器。在这个例子中，如果选择的电容器26的值是24微法，电容器32的值是48微法，那么，在没有其它限制时，电容器26将有电压20峰值的2/3或在它两端加有113.3V，电容器32将有电压20峰值的1/3或在它两端加有56.7V。如果输入电压低于90V，电容器32两端的电压仍然超过30V，该电压足够接通功率因数芯片38。同时，电阻30限制了到电容器26的冲击电流。结果，电容器26和32两端的精确电压分配实际上出现在电容器26、电阻30和电容器32之间，具有双功能的电阻30也在前半周期限制了冲击电流。因为电容器34的值与电容器26和32相比很小，所以它在电容器26和32的电压分配方面具有很小的影响。
在这个例子中，电容器32两端的电压是电压20峰值的1/3或56.7V，该电压足够烧坏电容器32。但是，电阻42和44与FET46的组合在电容器32两端施加一预置电压限制，该限制也保护了IC芯片38。在这个例子中，选择的电阻42和44的值在电容器32两端的电压限制是15V。当电容器32两端的电压超过它的预置限制时，FET接通它的基极，线48接地。因为线48连接到电容器26的一端和二极管28的基级，当线48接地时，电容器26的作用对半正矢波就象开路，并且，对到功率FET158和160的高DC电压成为滤波电容。同时，二极管28是反相偏压，因此，排除了通过二极管28和电阻30的电流流动，并防止电容器32在预置限制15V上被充电。不管输入电压的值是多少，事实是输入电用的正常范围是在AC90-300V,50-60Hz范围内。
以这种方式，上述电路在120V的输入上限制了总冲击电流，其中，电压和电流相互之间的相位是90度，最坏的情况是在AC120V的输入上是4.3安培。同时，即使当输入电压是最低的值，此例是AC90V，电路确保为启动它，适当的电压施加到功率因数芯片38的管脚36，而没有损失功率。此外，甚至在可能的最低输入电压上，电路单元为功率因数芯片提供一种“瞬间”能力，该能力可以在AC90-300V范围内的输入电压上接通电源的前半周期。
通过比较，在镇流器电源的输出和功率矫正电路的电压管脚如IC38之间，使用电阻连接的现有技术方法将需要在期望的输入电压AC90-300V范围内的功率损耗和接通时间之间的设计折衷。例如，在输入AC300V时连接到整流桥18和电容器32两端的100k欧姆电阻将产生大约4毫安的电流，消耗0.9瓦功率，约需要0.25秒时间对电容器32充电，以达到起动IC38所要求的最小电平。另一方面，在输入AC90V时的100k欧姆电阻将只消耗80微瓦功率，但需要几乎2秒时间起动IC38。后面将会解释，接通灯的电压取决于功率电路芯片38的工作。接通IC38所花费的时间越长，点亮灯所花费的时间越长。
此外，如果通过把全波整流桥输出的电阻或其它DC源连接到芯片的输入管脚和电容器如电容器32接通功率因数芯片，甚至当起动IC38后不需要时，电阻继续消耗瓦特数。根据选择的电阻的尺寸，通常浪费了大约80微瓦到900微瓦，与其它电气装置比较是很低的，但在使用许多镇流器和灯的地方节约就很大了，例如，在安装几百盏灯的停车场和大的批发商店节约了大量的成本。
注意，如上所述，一旦对芯片38提供了适当的功率，就接通了FET46，结果，二极管28和电阻30就从有源电路路径移去。因为电流现在通过线圈22b、二极管70和电阻72在提高的基础上供给到电容器32，不需要电阻30，没有电流流动避免了功率浪费。最后的效果是在工作的前半周期，使用电阻30限制冲击电流，它的作用就像电压分配器的一部分，直到它被从镇流器电源电路的工作部分有效地出去之后FET46导通止。
此外，因为在输入管脚36的电阻电容组合的时间常数限制了在电容器两端的电压形成，对于输入管脚，需要电容器两端的电压花费较长的时间达到适当的电平接通功率因数芯片和镇流器。相反，上述镇流器的电路单元确保镇流器在工作的前半周期接通被接通，特别对于低于通常输入电压的情况下，而现有技术做不到这一点。
一旦起动，IC芯片38通过有关电路单元的组合效果自己保持，其使用从整流桥18到功率芯片38的输出电压20，以及镇流器控制电路连同灯4与IC芯片38保持负载功率与输入功率同相。这由强迫感应冲击出现在扼流圈22a实现，并在次级线圈22b衍生，并在全波整流桥18的输出上与半正矢波同相。应当注意，IC芯片38在没有负载时断开，因为没有DC保持电压。
整流桥18的输出电压20加到电阻50和52，电阻形成了电压分配器，部分地加到电容器54，其帮助施加到IC芯片38的输入管脚56的滤波电压。IC芯片38的输入管脚58接地。通过对电阻50和52的电阻值的适当选择，管脚56上的电压基本上设置在2V峰值，该电压与整流桥输出电压20的把正矢波同相。在芯片38的内部，通过驱动电路(未示出)的电压呈现在输出管脚60。在每一个把正矢波期间，只要达到适当的电压电平，电压施加到FET62的栅极，并接通FET62。
当FET62接通时，它很快使线圈22a的右端接地，当它释放时，在线圈22a中引起感应冲击并在线圈22b中反映了感应冲击，两个感应冲击与从输入电源线获得的把正矢波同相。感应的电压电平由电阻64和66形成的电压分配器确定。在这个应用中，选择电阻64和66的值在电容器26上产生450V。总电压是整流桥输出电压20和FET62断开期间在线圈22中形成感应冲击的电压的计算结果。450V电压向电容器26和68充电并与输入线电压同相，或接近同相，误差大约是一度。电容器68也作为高频滤波器。
来自电阻64和66连接点的反馈提供到IC芯片38的输入管脚76作为参考电压V，使用该电压通知IC芯片38的内部电路正确DC电压已经到达。当反馈出现时，从管脚60移去驱动电压，允许FET69断开，直到下一个半正矢波呈现。
当镇流器2加载时，电容器26可能漏电，所以，通过反馈也使用合成的450V保持IC芯片38接通，以及，向剩余的镇流器2和灯4供电。通过二极管70和电阻72到电容器32和34，到IC芯片38的反馈功率由线圈22b提供。如前所述，通过电阻42和44及FET46的电压限制组合，电容器32向IC38的输入管脚58供电。二极管70和电阻72插入线圈22b到电容器32和34的路径中。二极管70防止电容器32或34放电并防止引起不想要的电流流入线圈22b，而电阻72作为限制在电路铁芯中的电流到电容器32和34，它的作用就像连同电容器32和34对管脚58的滤波器。
当FET62接通时，电阻78和80及电容器82的组合的作用是通过限制和滤波电流信号保护FET62。选择的电阻80具有低值，基本上是一欧姆的十分之几。驱动电压施加到输出管脚88，电阻80限制电流直到FET62能够容忍的程度。此外，电阻80两端的压降确定了电平，在该电平，FET62被断开，因为它提供了与电容器82形成的RC组合效果的延迟。此外，电阻78和电容器82对到管脚88的电流提供了高频滤波能力。
总而言之，镇流器2的前端部分的最终效果是对电子镇流器提供了精确的，具有功率因数补偿的高压DC电源，甚至当输入电压电平处于它的最低期望值时，电子镇流器在减少功率损耗上在工作的前半周期接通。前端部分也在限制冲击电流能力上起重要作用，冲击电流自动地从电路的工作部分被移去，因此，保存了功率。前端镇流器部分也提供了隔离的控制电路电源。事实上，使用变压器向灯4供电确保从输入功率源到控制电路或输出(灯)没有直接的电连接。
流过线圈22a的电流通过变压器的作用使得电流在次级线圈22C中流动。当线圈22a经历了前述的感应冲击时，在线圈22c中经历电流中成比例的增加。通过在线圈22a和22c之间选择适当的匝数比，在线圈22c中的感应电压可以设置为任何要求的电平。在这种情况下，电平可以低到DC整流电压14V，高到40V，取决于感应冲击到线圈22c中产生电压的贡献和由镇流器2驱动的负载。如图2中沿着线圈22a、22b、22c侧的圆点所示，它们的相位据此选择。
镇流器2的控制电路部分的功率从线圈22c获得，并通过二极管90到集成电路芯片94的输入管脚92，该二极管防止相反电流流入镇流器2的前端部分，集成芯片是德州仪器公司TPS2813多功能芯片。由电容器96和98滤波电压用于高频。输入管脚92接到IC芯片94中的内部电压调整器的输入。调整器的输出是管脚100，在呈现在输入管脚92上的14到40V的范围内，通过调整器的动作使管脚100保持11.5V的常数值。输出管脚100连接到CMOS集成电路芯片104的输入管脚102，芯片104是RCA压控振荡器。在镇流器2的调光方案中，输出管脚100也连接到运算放大器106，放大器106是LMC6032。
IC芯片104的控制是基于电容器116的容量值和电阻122和124的数值，该电容器106连接到IC芯片104的管脚112和114两端。电阻122的值确定了IC芯片104的下限频率，而电阻124的值确定了上限频率值。输入管脚126上的电压确定了IC芯片104的管脚150上的输出电压和DC方波的工作频率。如果管脚126上的电压是零V，如电阻122所确定的一样，在管脚150上的输出以它最低频率振荡。如果管脚126上的电压达到它的最高值，如电阻124所确定的一样，在芯片104的管脚150上的输出以它可能的最高频率振荡。
如上所述，电容器116和电阻122和124的值确定了响应芯片104的最小到最大频率范围。例如，如果管脚126上的电压是零V，那么，电阻122和电容116的值确定了管脚150上的电压的最小频率。如果管脚126上的电压达到管脚102上的电压的最大值Vcc，那么，电阻124和电容器116的值确定了呈现在管脚150上的方波的最大频率。此外，应当知道，频率控制范围是线性的，例如，在管脚126上的电压变化10％将在管脚150上的电压的频率产生10％的变化。反过来说，电阻122和124的值也确定了从最小到最大值的频率范围的斜率。
一组匹配电阻128耦合在工作放大器106、110和由电流感应线圈132、电阻134、二极管136组成的调光参考电压源130之间。电阻组128是一组等效值的电阻，其匹配到百万分之五十的公差，当与放大器106和110一同使用时，产生了很好的差分放大器。像使用电阻组128一样，合成的差分放大器106和110具有很高的共同模式抑制比，因为到调光控制的线可能距离很长，电压的微小变化将需要镇流器控制电路2b处理。
位于灯附近进行控制的调光开关(未示出)的电压加到端点138和140两端。这个电压通过电阻组128中的电阻加到差分放大器106的输入端。放大器106的输出再一次通过电阻组128的一个电阻被馈送到求和点141，并从该点到差分放大器110的正输入I。同时，由到接通或照明的灯之一的高压线中的电流感应的参考电流由在线圈132中的变压器动作获得，并传送到电阻组128中的电阻，合成电压也送到求和点141和放大器110的输入端108b。在这种情况下，输入管脚108b上的实际电压是调光器电压和从线圈132获得的灯参考电压的平均值。如果假定调光器电压是3V，灯参考电压是3.5V，那么，平均电压是3.25V，这个电压就是加到放大器110的输入端108b的电压。
放大器110的输出通过电阻142被馈送到芯片104的输入管脚126，因此，改变了管脚126上的电压和输出管脚150上的电压的工作频率。这将引起施加到灯4的电压的改变并引起亮度或照明强度的改变，提高或降低在线圈132中所要求的参考电流。当亮度要求的在端点138和140两端的电压到达时，差分放大器110的输出不再按照调光器要求的值改变，管脚126处于恒压状态。在上面的例子中，这意味着调光器的电压是3V，灯的参考电压也是3V，这就使得保持芯片104管脚126的3V电压为恒压，就是说，直到亮度或照明强度要求改变时，该电压才改变。
如图2实施例所示，简化的负反馈控制环路的方框图显示在图13中。如图所示在线1314中流动的电流由电流测量装置1300测量。电流测量装置的例子是线圈或变压器，一个例子显示在图2中的单元132。装置1300产生一个电压信号，该信号在线1302中流动，装置1300连接到最好是运算放大器的求和电路。参考信号源1304最好是连接到电压源的分压器。参考信号源1304产生最好是电压的参考信号1305，参考信号源1304连接到求和电路1306。在可调光镇流器实施例中，参考电压1305基本上由用户设置，以调节灯4的亮度或照明强度，灯在图13中所示为负载1320。在其它实施例中，参考电压1305可以是固定值，该值表明要求的亮度设置。
求和电路1306从参考信号1305中减去信号1302获得连接到压控振荡器1310的输入端的控制信号1308。压控振荡器1310的输出端1312按照控制电压1308调节它的频率。如图13方块1316所示，使用频率控制输出端1312驱动具有恒压变压器的电源电路。如图5的500所示，恒压变压器根据输出端1312的频率限制电流，因此，限制了电流到负载4。图13中的线1318代表了连接到负载1320的限流电信号，对于气体放电灯，该限流电信号等效于负载4。因此，压控振荡器1310、漏磁变压器500、负载4、电流测量装置1300构成了反馈控制系统的部分，保持了负载4要求的电流。
在另一个实施例中，如图12所示，在开环控制系统中不使用反馈控制。开环实施例没有图13中方块1300的等效功能，图13中的压控振荡器1310的控制是根据参考信号1305，而没有受益于反馈参考1302。在许多应用中，开环实施例给出了足够的性能，并由于它的低成本，可能被优选。
图12所示的实施例与图2所示的实施例具有类似的电子电路结构。在图12中，部件CD4046是压控振荡器，如图13所述的方块1310一样。图1中的元件T1、Q3、Q4构成了标准的推挽驱动电路，该电路是图13的方块1316中的电源的一部分。显示在1316中的松耦合变压器在图12中作为元件T2，在图2中作为T2A。可以从图12看到，变压器T2的次级端没有反馈。
在本实施例中的单个镇流器向一到四个灯供电。在闭环反馈实施例中，如图2所选择的，灯参考信号130的负反馈动作的重要性是图13所示的控制系统在所有灯上加有适当的电压，产生了调光器所要求的亮度，而不管镇流器到镇流器或调光开关到调光开关的变化。这基本上意味着单个镇流器响应由调光器电压1305和参考电压1302的和产生的反馈控制每一个灯内的相同电流。在图2中的实施例中，在对于线圈132的电流反馈响应的用调光电压求和的调光器控制下，消除了镇流器到镇流器的元件变化的影响，并且指定了灯的亮度或照明强度。如果灯4之一烧毁，镇流器2仍能保持亮度。
返回到图2，在起动或接通时，连接在管脚100和126两端的电容器144放电。当官脚100上升到稳定状态或控制电压11.5V时，电容器144拉升管脚126到控制电压。然后，电容器144由电阻142和放大器110的输出端充电到管脚100的控制电压。这时的镇流器从开始的最高频率快速变化到由放大器110的输出电压代表的较低频率。灯喜欢这种方式，因为它们在高频电离的较好，并且，变压器162产生了低电流。基本上，这是灯的软起动，软起动保护了荧光涂层并延长了灯的寿命。电容器14一旦充电，也作为低通滤波器的部分，用于连接在放大器110和电阻142之间的控制系统，用电阻142处理亮度开关的过渡。例如，当用户改变调光器控制电压时，放大器110的输出总是同时改变。类似地，如果在线圈132中产生的灯参考电流变化，放大器110的输出也总是同时变化。如果控制系统快速响应这种变化，那么，灯就会闪烁或颤动，直到到达所要求的亮度或照明强度。为避免此问题，充电的电容器144和电阻142形成RC电路，RC电路在加到管脚126的信号上加一时间延迟，因此，平滑了亮度过渡。因此，当开始运行或作为微分器时，根据控制电路位于工作周期的位置，电容器144和电阻142的组合的作用就像一个低通滤波器。
如前所述，芯片104的方波电压输出依赖于管脚126上的电压。在启动时，管脚126的电压相对高，因此，管脚150上的电压的频率也高。管脚150连接到芯片94的输入管脚152。芯片94的内部是两个缓冲器，其把输出电压加到芯片94的管脚154和156。这些输出的频率是相同的，但相互之间的相位相差180度。这具有在脉冲变压器162的初级绕组162a的两端加倍电压的效果。芯片94的内部缓冲器由强大的驱动器驱动，该驱动器以2安培的量级把脉冲电流驱动到容性负载，驱动器是FET类型。这个能力允许相对弱的信号被提高，所以FET158和160可以很快地接通。这具有使过渡损耗最小化的效果，其取决于FET多快被接通(在此应用中大约是40纳秒)。选择的FET具有阻抗的最低可能的“接通阻抗”，所以，通过FET和在镇流器中的功率损耗被保持最低。最后，作用像在低功率CMOS之间的缓冲器一样的芯片94执行压控振荡器芯片104和功率FET158和160。
驱动管脚154和156的输出是一组具有高脉冲驱动(2安培)能力的紧匹配的方波，方波之间的边缘是在40纳秒内。电容器164的AC耦合效果允许低阻抗初级电感162a有效地被连接到输出管脚154和156。根据这个输出，控制电路将驱动紧耦合脉冲变压器162a的初级端，通过从管脚154和156的相位输出，初级端的信号幅度在第二个变压器绕组162a和162c有效地被加倍到正负11V。这有效地在初级162a的两端加上22V的方波。在变压器162的次级端上，这意味着功率FET158在栅极和源极有正11V，而功率FET160在栅极和源极有负11V。当栅到源电压大于正5V时，选择的FET具有最小接通阻抗的最佳值，当栅到源电压小于负5V时，断开电阻最大，通过分别由次级绕组162b和162c在它们各自的栅极和源极两端的正负11V，他们很快接通和断开。这保证了功率FET158和160很快接通和断开，其使过渡损耗最小。
相互之间异相180度的次级绕组162b和162c确保了产生的栅到源电压，以至接通和断开功率FET也异相180度。但是，产生的电压的边缘是这样尖锐和快速，以至存在一种可能性，即使呈现在点166的短暂允许的450V电压接地，FET将在同时接通。这将是不安全的，并无疑在镇流器中产生问题或对用户是一个威胁。因此，如图2所示，电感168和170从每一个次级绕组的一端连接到有关的FET的源极，以插入一点延迟，因此，建立了安全区，并确保了功率FET158和160不在同时接通。
功率FET158和160的中点180连接到独立变压器178的初级端178a，后面将详细论述。功率FET158和160的接通-断开动作在450V和地之间驱动点180。电容器176向初级绕组178a提供了AC耦合。接地的电容器176在点180向电压摆动的中部充电或充到225V。这有效地使AC电压加到初级绕组178a，初级绕组的电压从0到225V到450V之间变化。二极管172和174非常快速地并分别保护FET158和160免受任何感应冲击，该感应冲击是由功率FET断开在初级绕组178a中引起的突变的电压变化形成的。
变压器178是紧密缠绕、限流式的。当初级绕组178a接通时，变压器动作使得电压感应在次级绕组178b、178c、178d、178e。在通常稳定工作期间，次级绕组178d两端的电压大约是有效电压280V。灯的主要功率来自次级绕组178d。次级绕组178b、178c、178e向灯丝182、184、186、188提供电压。由绕组178b、178c、178e提供的次级灯丝电压是有效电压5V。如图2所示，次级绕组178b连接到灯丝184和186，次级绕组178c连接到灯丝182，次级绕组178e连接到灯丝188。
在启动时，因为它是紧密缠绕的，所以次级绕组升到大约有效电压470V，这就是点亮灯和引起灯内部气体电离所需要的电压。同时，次级绕组178b、178c、178e向灯丝提供大约9V的电压。如前面提到的启动一样，驱动频率处于最大值。在启动时，每一个电容器190、192、194被认为是短路的，结果在次级绕组178d的灯两端电压为最大以便帮助电离灯内的气体，并导致灯的软启动。那么，控制电路部分的工作频率是在最高值，次级绕组178d的电流是在最低值，保持灯丝处于加热灯的提升电压电平，并帮助灯丝增强电子流动。
因为气体放电灯在高频很容易电离，所以加到灯的启动电压分布执行了所谓的“软起动”。灯的启动电压被预置在100KHz的频率，该频率振荡到非调光镇流器的工作频率或对应于调光开关(未示出)和有关的调光电路提供的反馈的频率设置点。在较高的工作频率上，次级消耗较少的电流，这意味着作为变压器178动作的结果，较少的功率输送到灯。在灯起动期间，这个“软起动”大大减少了灯的闪烁和噪音。此外，低起动电流减少了灯侧壁上荧光粉的损耗，因此，延长了灯的使用寿命。
当灯开始消耗电流时，由于变压器178的限流性质，次级线圈178d的电压大约是280V，这是为T8型气体放电灯选择的值(对于其它类型的气体放电灯该值是不同的)。由于同样的原因，连接到灯丝的其它次级绕组电压同时降到5V。只要控制点设置在端点138和140，频率就开始减少。
名义上，起动之后，次级绕组178b、178c、178e的电压是5V，即使为控制的目的降低频率，它们也处于这个电平上。但是，灯丝电压取决于电容器190、192、194耦合到各自灯丝呈现的阻抗。将选择电容器190、192、194的容量值，该值实际上把灯丝电压降到大约2.5V用于全照明，或最小控制频率或在10％照明时的5V，该电压对应最小控制频率，因为在低光电平上，重要的是施加全电压到各自的灯丝，以保持灯内部的加热，因此，避免了灯的闪烁。
一个等效的非调光电子镇流器200显示在图4中。镇流器200的非调光类型的电源部分与图2所示的镇流器2的调光类型的电源部分相同。除了下述之外，镇流器200的非调光类型的控制电源部分的功能在所有方面与调光类型的控制电路部分相同。比较图2和图4，差分放大器106和110与匹配电阻组128和端点138和140一起从镇流器2的控制电路中除去。再一次比较图2和图4，连接到差分放大器110输出端的电阻142的一端也从该端除去，并连接到IC104的输入管脚127。管脚126仍然连接在电阻142和电容器144之间。在起动开始时，电容器144被放电并有效地短路，其拉升管脚126到它的电压范围的上限，确保在管脚150上的最大频率输出电压，以获得前面解释的灯偏爱的范围内扫描。当电容器144充电时，到管脚126的电压实际上减小到它的最小值，并且，管脚150上的电压的频率以相同的百分比线性地下降到稳定工作频率。如前所述，选择的电阻122和124的值确定了管脚150上的方波电压输出的最大和最小频率。
同样，在非调光结构中，比较图2和图4，包括敏感线圈132、电阻134和二极管136的灯电流参考敏感电路连同灯丝电容器190、192、194一起从镇流器2控制电路中除去。通过除去上面列举电路单元形成的合成非调光镇流器和把电阻142直接重新连接到IC104是与调光镇流器2相同的。
选择的变压器178的参数要满足几个性能因数，包括传输的功率有效地驱动灯、开始接通灯要求的开路电压、灯电流振幅因数(峰值灯电流与有效灯电流之比)该因数应低于1.7。此外，因为它的限流能力，在变压器178的次级端上的短路或高电流要求的情况，变压器178按照大约是10的因数降低向它的次级绕组传送的视在功率。当然，对镇流器存在等效的输入功率的减少。
使用变压器178、频率控制器件、限流器件、镇流器的频率控制是改善镇流器的关键因素。此外，变压器提供了短路隔离，其隔离了最终电源的负载，并把短路电流限制到最小。
通过改变压控振荡器芯片104的输入管脚126的电压获得控制，以产生恒幅和变化的频率或在预定恒频上保持产生电压(用于非调光型镇流器)的恒压的输出驱动电压。静效应是在变压器178次级端感应的电流直接依赖于所用方波的频率。使用这样的结构把电流和电压限制为频率的函数，而不需要采用脉宽调制和有关的谐振电路清除电压波纹。本电子镇流器避免了这种需要，而提供了平滑的和有效的工作条件。
在松耦合变压器中，漏感的概念是一种数学的方法，在理论上计算初级和次级绕组之间的较少的磁耦合。图5(a)和5(b)显示了松耦合变压器。变压器磁芯由两个E型的、互相面对的铁氧体磁部件502和504组成。如图5(b)中的520和522所示，中部铁心由磁芯中的两个开口确定。磁芯的中部铁心可以制成如图5(a)所示的包括隙缝，或图5(b)所示的不包括隙缝。如图5(a)所示，初级和次级线圈(分别是506和508)可以位于磁芯周围的不同位置(也见506a和508a)。初级线圈506和次级线圈508沿着中部铁心或部件位于间隔离开的关系，并如图5(b)所是通过磁芯的两个开口缠绕。
在图5(a)的实施例中，E型磁芯的中部形成了分流器510，中部具有预定的、适当宽度的空气隙。本领域的技术人员都知道分流器510中的隙缝512也可由不是空气的不同材料形成，例如，介电材料或甚至是预定特性的液体混合材料。此外，通过实验已经发现，没有隙缝也可获得适当的漏感。无隙缝设计的一个例子包括位于磁芯的中心腿上的初级和次级绕组，并相互之间间隔放置。
最好使用塑料线轴524固定绕组。导线直接绕在线轴524上，然后插入中心腿上。插入之后，把铁氧体磁芯粘合在一起并对准线管524。在优选实施例中，线管的第一部分526用于初级绕组506，第二部分528用于次级绕组508。通过把绕组分成不同的部分，已经发现变压器将有相对高的效率，而仍然可以产生适当的漏感。最好使用塑料制成并位于线管524的第一部分526和第二部分528之间的分隔器530被用于把初级绕组506和次级绕组508分隔开。
如后面所述的情况二一样，在通常的工作状态，变压器500的初级磁通路线环绕由虚线514所示的周边。如后面所述的情况三一样，在短路条件下，如虚线516所示，初级磁通线通过分流器510并跨在空气隙512两端。对于不同的应用，隙缝512可以适当变化，并按照负载类型和采用的控制方案，移动变压器500的磁阻和响应。应当注意，变压器磁芯的形状没有局限于图示的E型，在所要求的在磁芯的外缘或内缘放置分流器的控制器中可以采用椭圆形、圆形、矩形和其它形状。对有兴趣详细了解变压器的人员，包括松耦合变压器，可以参考前面提到的参考资料和由N.R.Grossner撰写的“用于电子电路的变压器”一文，第二版，纽约McGraw-Hill 1983年出版。
松耦合变压器500的等效模型显示在图6中。变压器600的初级端的电感Lp被认为全部包括在绕组602中，它的阻抗分量Rp被认为全部包括在电阻604中。因此，为模型和分析的目的，把初级线圈分成为纯电感分量和纯阻抗分量。在次级端，认为绕组606代表次级电感Ls。为模型的目的，假定负载608是纯阻抗，并由次级绕组阻抗Rs和负载阻抗RL组成。
下面确定这个模型的工作特性和变压器500的耦合。假定匝数比是1到2，一种升压变压器，当次级开路或短路时，测量次级的电感Ls和初级的电感Lp。由于测试松耦合变压器开路的次级，在40毫亨测量初级Lpo的视在电感。由于测试相同的变压器短路的次级，在40毫亨测量初级Lps的视在电感。初级的电感比由下式给出(2)电感耦合比=Lpo/Lps表明了10的耦合比。应当注意，在相同的次级开路和短路条件下，考虑变压器的匝数比，通过比较次级电感，可以得到相同的比率。作为一般的经验法则，低于10的电感耦合比被认为是“松耦合”，而高于30的耦合比被认为是“紧耦合”。如所实施的，变压器的电感耦合比应当在10和30之间变化。另一方面说，根据相对于负载要求的变压器的工作特性，变压器初级绕组产生的磁通量的80％到99％应当通过变压器的次级绕组。这个范围旨在包括图7所示的具有一般电特性的变压器。
泄漏变压器的许多变化是可能的。熟练技术人员知道，几个因数可以影响变压器的固有漏感，包括磁芯的形状、绕组的位置、隙缝的尺寸和形状、绕组的性质。
存在三种基本的工作情况，可以使用这三种情况确定或描述变压器500的工作特性。为描述的目的，再一次假定变压器500是紧缠绕的，以至存在2∶1的匝数比；既，变压器的作用就像一个升压器件，在该器件中，输入电压在次级绕组606两端被加倍。为简化讨论变压器模型的目的，进一步假定变压器500在工作中是完美的(没有工作损耗，Rp=0)。
在第一种模型的情况中，认为负载608很大，基本上是开路。在这个例子中，通过负载608和次级绕组606的次级电流非常小。同样，因为假定变压器是完美的，初级电流也相当小。因此，在开路负载条件下，根据它的线圈匝数比，变压器500的作用就像从初级到次级转移小量的功率。
跳到情况3，现在认为负载608非常小，基本上是短路。在这种情况下，传输到负载608的功率基本上是零(很低或者为零的电压乘以次级电流)，在初级中的电流Ip由加到初级绕组的电压和它的频率确定。因为认为变压器500被认为是完美的，所以，初级中的电流是次级中电流的一半(假定2∶1的匝数比)，因此，电流是很低的。由于绕组602造成流动的初级电流是输入电压和频率的函数，并且保持仍然很低以及与电压Vp有90度的相位差。因此，当次级接近短路条件时，视在初级电流变得很低，并降向零安培。
在中间的情况2中，次级负载608在开路和短路之间变化，初级电流Ip由加在初级两端的电压Vp、它的频率、初级绕组602的短路感抗Lps确定。如图7所示，在低频，绕组电流相对地高，而在高频，绕组电流相对地低，因为在任何给定的频率，变压器绕组的电感和它们的阻抗随着初级电压的频率的函数相反地变化。
例如，负载608的电阻是1200欧姆、在100KHz的有效输入电压是225V、4毫亨的电感Lp、600欧姆的初级电阻，初级电流可由阻抗Zp除以初级电压确定(3)Ip=Vp/Zp(其中Zp=2 FLp-Rp)=225/(100×103)(6.28)(4×103)+(Rp)=225/(2512+600)=0.0723安培，或大约72毫安。如果在中间情况的频率增加到200KHz，初级电流将降到大约40毫安。如果频率减少到50KHz，初级电流增加到大约121毫安。因此，改变变压器驱动电压的频率允许控制传输到负载的功率，以及限制工作电流，两者都作为加到变压器初级绕组的驱动电压的频率的函数。通过改变感抗和阻抗，在驱动电压中的频率变化有效地改变了变压器的工作特性。
变压器电流和频率之间的合成关系显示在图7中，在图7中，图示了初级电流Ip和次级电流Is与初级电压的频率的关系曲线。应当注意，Is相对于Ip位置将是变压器初级和次级绕组的匝数比的函数。
松耦合变压器的绕组感抗和阻抗的控制特性的能力随频率的函数变化，该频率是前面论述的镇流器2连接中的在控制器或调制器中采用的。这种控制器的简化的示意图显示在图8中。提供在一个电平上的线电压V和共同可用的频率给整流电路802，该整流电路对其它电路和负载可能需要的输入进行整流。对于在特殊应用中需要提高电压的范围，整流的并可能被提高或减小的电压被加到一个电压调整和控制电路804。控制电路804输送参考电压信号到受输出频率的任何变化影响的频率控制电路806，按照参考信号，控制电路806调整它的输出频率，这些调整是负载810通过反馈回路812所要求的。
频率控制电路方块806的输出被馈送到控制电路804，其被用于产生输送到变压器驱动电路808要求的电压类型(如方波、变化的脉冲串、半正矢波等)。使用在方块808中产生的变压器驱动对于变压器500产生驱动，变压器500与负载810耦合从而将功率传输到那里。如上所述，很明显，变压器工作特性的控制依赖于加在变压器500的初级绕组上的电压的频率。此外，从图7唆使的关系、图8的控制器示意图、镇流器2的调光类型的连接中可以看出，使用负载反馈适当的改变加在变压器的电压的频率，以改变它的绕组电流，并因此获得了波形、功率或负载控制的调节和/或控制的转移。
如何使用控制器900的例子图示在图9中。在图9的结构中，一种热电的冷却器/加热器902由使用来自松耦合变压器500和整流电路904的适当电压控制。当外部温度环境改变或用户要求时，使用来自温控器906的反馈或一组点信号调节频率控制器908的输出，因此，在前面讨论的电子镇流器2的工作连接的方式中，改变了加在变压器500的驱动电压的频率。
如何使用控制器1000的另一个例子图示在图10中。在图10的结构中，脉冲驱动电路1002通过松耦合变压器500适合于把变化频率的脉冲串传输到远程接收电路或负载1004。加到变压器500的电压被设置到最低或由脉冲驱动电路1002传输的基本的脉冲频率，以至，限制了最大电流的消耗。在次级中出现过载或故障的情况中，向上移动工作频点的反馈可以优先使用，协助限制电流。
如何使用控制器1100的另一个例子显示在图11中，来自公共电力提供商1102的电压源通过松耦合变压器500传输到分站或工业负载负载1104。负载1104将由电动机或一组电动机组成，这些电动机周期地接通或断开电线。变压器500将升高、降低或是全绕组变压器，但它可由它的频控特性适应，所以，大的输出负载或短路将不会降低或减少对其它用户的电压。
并联气体放电灯的调光镇流器参考图14，图14显示了本发明调光镇流器的另一个实施例。这个实施例采用四个松耦合变压器T2、T3、T4、T5，每一个变压器具有并联连接到功率FET158和160的输出端的初级绕组。松耦合变压器的次级输出T2、T3、T4、T5接到连接器J3。如图15所示，连接器J3连接到插头P3，同时连接了四个负载，例如，荧光灯1501、1502、1503、1504。
功率FET通过变压器T1驱动，即，图2所示的调光电子镇流器的变压器162。因此，图2中连接到变压器162次级的功率和负载电路由图14中连接到变压器T1次级的功率和负载电路所替代，以形成图14所示的本发明的实施例。图14实施例和图2实施例之间的进一步差别是在图2中没有延时电感器168和170连接到FET158和160的源极。这些电感器被用来在FET的开关之间提供滞后时间，以确保它们决不同步接通。在图14的实施例中，小的延时或相位漂移将在两个输入152(图2)之间插入在集成电路94的缓冲器内。结果，变压器T1或162次级输出的方波将在方波的每一个零电压交叉点上有一点空载时间。这确保FET158和160决不在同时接通。FET两端的二极管172和174速度很快，并分别保护FET158和160免受感应冲击的影响，该感应冲击是由功率FET断开时引起初级绕组中的电压突然变化引起的。
变压器T3和T5的端子3连接到FET158的源级。变压器T2和T4的端子3和变压器T3和T5的端子6通过电容器176连接到FET160的源极。功率FET158和160的中点180连接到变压器T2和T4的端子6和变压器T3和T5的端子3。这种结构使得T4和T5相互之间的相位总是异相180度，因此，在它们之间产生的电压总是零。同样，变压器T2和T3异相180度，因此，它们之间产生的电压也是零。
功率FET158和160的接通-断开动作激励在450V和地之间的中点180。电容器176为变压器T2、T3、T4、T5提供AC耦合。接地的电容器176充电到在点180或到225V的电压摆幅的中部。这使AC电压有效地加在初级绕祖上，初级绕组的电压在225V的电压摆幅点上下变化225V。此外，次级绕组的任何两个输出引线的最大电压不超过225V。
图14和15中的实施例是气体放电灯或荧光灯的实际并联结构。因此，当四个灯中的一个灯烧毁时，剩余的三个灯正常工作，而不管烧毁的灯是短路或开路。
在图14和15中，通过T5的每一个变压器T2都是上述的松耦合变压器，其初级次级匝数比是1∶1。初级有363匝，功率次级(端点2和5)有363匝。每一个变压器、T2、T3、T4、T5的灯丝次级绕组有16匝，包括串联的0.1微法电容器。选择电容器的值，在启动期间的高频，电容器是低阻抗，以使电流通过灯丝。在灯工作的低频，电容器的阻抗较高以限制灯丝电流，当灯正常运行在由每一个变压器的主绕组(端点2和5)提供的全工作电压时，有效地使灯丝绕组与电路分离。例如，在启动期间，灯1501通过电容器C17从变压器T5的端点1和2以及通过电容器C21从端点4和5接收电流。当灯1501的气体被电离和等离子在满功率上形成时，端点2和5之间的主次级绕组通过灯1501提供了主电流。在满功率工作期间，不需要灯丝电流，在这种条件下，电容器C17和C21有效地限制了到灯丝绕组的电流。每一个变压器的次级端点2和5之间的绕组提供了满次级电流。
此外，变压器T5的次级端点5连接到变压器T4的次级端点2，变压器T3的次级端点2连接到变压器T4的次级端点5，变压器T2的次级端点2连接到变压器T3的次级端点5。变压器T5的端点2和5之间的363匝次级绕组通过插座J3和插头P3的管脚2和3接在灯1501气体放电体两端。变压器T4的端点2和5之间的363匝次级绕组通过插座J3和插头P3的管脚3和5接在灯1502气体放电体两端。变压器T3的端点2和5之间的363匝次级绕组通过插座J3和插头P3的管脚5和7接在灯1503气体放电体两端。同样地，变压器T2的端点2和5之间的363匝次级绕组通过插座J3和插头P3的管脚7和9接在灯1504气体放电体两端。
变压器T2、T3、T4、T5是如在图14的每一个变压器T2、T3、T4、T5中通过点调节初级端3和次级端1、2、5所示的对应连接端，缠绕对应的初级和次级。每一个灯1501、1502、1503、1504由它们自己的变压器驱动。此外，如图14和15所示的连接结构，只有一个灯电压加到每一盏灯上，所以，一个灯电路的故障或开路不影响其它灯的工作。
图15和16的本发明优选实施例显示了四盏并联气体放电灯，任何数量的灯可以并联放置。成对增加灯是它的优点，所以，反相变压器可以平衡灯之间的电压。灯的数量只由从电源得到的功率和通过功率FET的功率限制。
在图16所示的另一个实施例中，耦合变压器T6被放置在输出中部功率点180和AC耦合电容器176之间。耦合变压器T6把功率输出耦合到同轴电缆CA。电缆CA是携带高频功率信号到松耦合变压器T2、T3、T4、T5的初级绕组的传输线。传输线可以是任何类型的双线电缆。同轴电缆是最有吸引力的选择，因为从安全考虑，同轴电缆的屏蔽可以接地。
图14的镇流器控制电路可以放置在一个盒子内，松耦合变压器T2、T3、T4、T5和图15所示的灯1501到1504可以简单地放置在灯支架本身。同轴电缆CA距离镇流器控制60英尺，或远离灯的实际位置。从维修和控制的观点看，这样配置是很方便的。
此外，本描述所用的短语“紧缠绕松耦合变压器”没有涉及到匝数比，紧缠绕松耦合变压器仅意味着次级绕组的开路电压高于由松耦合变压器驱动的器件的工作电压。由变压器的次级驱动的器件的实际工作电压由变压器的漏感确定。在工作频率上，紧缠绕松耦合变压器作为电流源工作。
用于HID(高亮度放电)灯的调光镇流器
本发明的另一个实施例显示在图17到20中。这个实施例是用于驱动金属卤化物高亮度或高亮度放电灯的，这种灯需要连续的弧光放电保持灯的输出。图9所示的单个HID灯驱动输出电路1600连接到前述的图2所示的调光控制电路。灯驱动输出电路1600以一个频率在端点1612和1614接收225V驱动信号，在图2中，灯驱动控制电路的接收频率从90KHz到200KHz之间变化。控制电路在大约225V上提供可变频率输出。
功率FET158和160通过变压器T1驱动，即，图2中的调光电子镇流器控制的变压器162。因此，连接到图2中变压器162的次级的电源和负载电路由连接到图17中的变压器T1次级的电源和负载电路替代，以形成图17所示的本发明的实施例。图17实施例和图2实施例之间的进一步差别是在图2中没有延时电感器168和170连接到FET158和160的源极。这些电感器被用来在FET的开关之间提供滞后时间，以确保它们决不同步接通。在图17的实施例中，小的延时或相位漂移(未示出)将在两个输入152之间插入在集成电路94的缓冲器内(图2)。结果，变压器T1或162次级输出的方波将在方波的每一个零电压交叉点上有一点滞后时间。这确保FET158和160决不在同时接通。FET两端的二极管172和174速度很快，并分别保护FET158和160免受感应冲击的影响，该感应冲击是由功率FET断开时引起初级绕组中的电压突然变化引起的。
电路1600包括松耦合或泄漏变压器1616，该变压器的匝数比在1∶0.75到1∶1.25之间，较好的匝数比是1∶1。在图17所示的特殊优选的实施例中，变压器1616是使用绞合线的紧缠绕绕组变压器。在图17所示的实施例中使用1∶1的匝数比，在初级线管上有100匝绞合线，在次级线管上有100匝绞合线。匝数与泄漏成比例，匝数越多提供的泄漏越多。变压器1616是紧缠绕的，以致使次级的开路电压足够高，以保持弧光电极1630和1632间的电弧。
绞合线是多股线，它的名称来源于德国词“Litzendraht”，所说的绞合线由绞在一起的相互绝缘的织物构成，以至每一股趋于在整个导体的横界面内占据所有可能的位置。这个设计概念导致了每一股有相等的磁通泄漏和相同的电抗，因此，使得电流在每股之间均匀分配。绞合导线的典型应用包括高频电感器和变压器。绞合线的构成是由单独绝缘的股线制成的。在股线上使用的绝缘是如Formvar的共用磁线膜绝缘。适用的绞合线可从芝加哥Kerrigan-Lewis导线产品公司获得。绞合线为绕组提供了大电流容量。其它的导线配置具有大表面面积，例如，导电箔，将也被用来为绕组提供大电流容量。
图17所示实施例中的初级绕组的开路电感Lo大约是58毫亨，短路电感Ls大约是1毫亨。次级绕组的开路和短路电感最好与初级绕组相同，分别是58毫亨和1毫亨，因此，提供的磁比也是1∶1。
松耦合变压器1616的初级绕组1618连接到输入端点1612和1614，输入端点1612和1614从功率FET158和160接收225V输入电压。来自FET的功率信号最好具有90KHz到200KHz之间变化的频率范围。输入端点1614也连接到电容器176的一端。电容器176的另一端连接到电路公共端或接地。在图17所示的实施例中，电容器176的值是0.01微法。
松耦合变压器1616的次级绕组1622两端分别接在端点1624和1626。次级绕组1622也与峰值电容器1628并联连接，HID灯弧光电极1630和1632及高亮度放电气体单元1634通过另一个0.01微法电容器的一端连接到次级绕组1622的端点1626。特别地，端点1624连接到峰值电容器1628、电极1630、气体单元1634的一端。另一端1626连接到电容器1636的一端。电容器1636的另一端连接到峰值电容器1628、电极1632、气体灯单元1634的一端。本发明这个实施例电路1600的作用对灯单元1634来说基本上是一个准电压源。
当灯1634开始接通时，通过FET158和160的控制器(图2)产生一个150KHz左右的高频信号，如图18所示，在t0，这个频率足够产生一个高压，并在图19所示的弧光电极1630和1632两端点燃弧光。这个高频必须是一致地和可靠地产生要求的启动弧光，图18是频率对时间的曲线图，并显示在弧光启动之后，分别在时间t2和t1，电源频率减小到90KHz到120KHz的工作范围。
图19是在150KHz启动期间，负载功率对频率的曲线图。本发明的驱动电路1600特别包括并联峰值电容器1628和串联电容器1636。在高频时，电路谐振出现在150KHz附近，并且是由电容器1628的容量是3300微微法和次级绕组1622的电感的选择所选择的。
一旦击出弧光，压控振荡器(图2)的频率输出减到调光工作范围，基本上在90KHz到120KHz。因为选择了电容器的值，相对频率漂移的负载功率在40KHz附近存在峰值，如图20所示，工作值是在90KHz到120KHz之间。这主要是因为电容器1636在驱动电路1600中提供的容量，现在电容器1636成了支配的元件。在灯正常工作期间，选择电容器1636的值，使次级绕组1622的电路谐振到非常低的谐振频率，大约是40KHz，其在工作频率范围之下。图20是在正常驱动电路期间，频率对驱动电路LC时间常数的曲线图，可以从这个曲线中看出，在90KHz和120KHz之间，电路时间常数相对于频率成比例的变化。这正是所要求的工作区域，在该区域内，频率足够高，排除了熄灭弧光的声学谐振和灯的爆炸(如果灯工作在谐振区域，就会使灯爆炸)，在功率对频率的比例区域内，足够低的频率有效地使得电路对于电容器1628来说是可透过的。
如上所述，电路时间常数在150KHz或较高频率上相对很短。在150KHz和200KHz之间的区域由电容器1628支配，因此，电路的谐振移到图19所示的该区域。电容器1636在接通灯1634所用的高频上是透明的。但是，调光功能是在较低频率范围内进行的，最好是在90KHz和120KHz之间。在这个频率范围内，电容器1628的影响可以忽略，电容器1636起支配作用。
负载功率相对频率的曲线显示在图20中。这个曲线显示，对于高亮度放电灯1634和选择的元件值，灯单元1634的最大功率，即最大亮度或照明强度，理论上出现在40KHz。在这个频率上的负载功率对灯的运行是太高了。但是，按照本发明，灯1634不工作在谐振，因此，不是在最大亮度上。工作在谐振的高功率上肯定使灯爆炸。
灯也不工作在低于谐振频率下。低于90KHz的低频工作是不合乎需要的，因为声学谐振将熄灭需要连续保持高亮度放电灯功能的弧光。因此，保持在声学谐振发生的区域之上的调光控制的工作区域显示在图20中的虚线，最好在90KHz和120KHz之间。在这个曲线的工作区域内，图19所示的90KHz和120KHz之间，传送到灯单元1634的功率一般按应用的频率比例变化。因此，在端点1612和1614，通过变化调光控制电路(图2)的信号频率，用户可以相对均匀地调亮或调暗高亮度气体放电灯的亮度。
因此，一种操作连接到松耦合变压器1616的高亮度放电灯的方法，在驱动电路1600中，其具有由输出电路元件值确定的峰值负载功率频率，包括步骤以峰值负载功率频率上的接通频率接通灯1634；灯1634在接通频率下的频率和峰值负载功率频率上的频率工作；通过控制电路(图2)调节灯工作频率，以调节灯的亮度输出。特别是，该方法包括至少在150KHz的频率接通灯，最好在150KHz和200KHz之间接通灯；在谐振或峰值功率频率上和接通频率下的频率范围内调节驱动频率以操作灯；操作步骤最好包括在90KHz到120KHz的频率范围内，调节馈送到松耦合变压器的控制电路输出频率。当谐振或处于峰值时，最好使用这个范围，灯照明频率是40KHz。当峰值负载功率频率不同时，其它的频率范围是适当的。选择的工作频率范围对应于峰值功率频率上的负载功率曲线的线性区域。输入到变压器1616的频率控制基本上由调节图2中压控振荡器104的管脚126上的电压进行。输入管脚126上的电压确定了输出电压的工作频率和IC芯片104的管脚150上的DC方波。如果管脚126上的电压是零伏，管脚150上的输出在电阻122确定的最低频率上振荡。如果管脚126上的电压到达它的最高值，那么，芯片104的管脚150上的输出在可能的最高频率上振荡。
本发明可以用不同于上述的方法实施。本领域技术人员可以改变、变化所示的不同结构。例如，根据驱动高亮度灯的工作特性，可以选用不同的元件值。峰值的值、第一和第二电容器1628、176、1636、松耦合变压器1616中线圈的匝数都是用于显示所用。
例如，HID灯的瓦特数确定了驱动电路中松耦合变压器的匝数。大瓦特数要求在初级和次级绕组中成比例地较少的匝数，因为需要较少的漏感以供应较多的电流。例如，如果在100瓦灯中需要100匝，那么，150瓦灯就需要81匝。
此外，本描述所用的短语“紧缠绕松耦合变压器”没有涉及到匝数比，紧缠绕松耦合变压器仅意味着次级绕组的开路电压高于由松耦合变压器驱动的器件的工作电压。由变压器的次级驱动的器件的实际工作电压由变压器的漏感确定。在工作频率上，紧缠绕松耦合变压器作为电流源工作。
图17所示的示意图也可以通过并联连接多个输出驱动电路1600的端点1612和1614修改，因此，多个高亮度放电灯可以由调光镇流器控制电路控制。
对本领域技术人员是显而易见的，在本发明的范围内可以进行各种修改。例如，四盏灯显示在图14和15的实施例中。紧缠绕的松耦合变压器可以加到以类似的方式连接的附加灯上，以形成五个或更多的灯的并联。同样，可以使用较少的灯，例如三个灯，在三个灯的情况下，四个变压器之一可以排除。因此，本发明没有局限于为公开的目的所选择的实施例，而是覆盖了所有变化和修改，这些变化和修改没有远离本发明的范围。因此，根据所述的本发明，专利需要保护和覆盖的范围呈现在权利要求中。
权利要求
1．一种控制传输到气体放电灯功率的调光镇流器，包括a)松耦合的频率电抗依赖型变压器，它具有初级和次级绕组，初级绕组在选择的频率上接收驱动信号，次级绕组连接到灯；b)产生频率控制信号的控制振荡器；c)变压器驱动电路，它响应频率控制信号，并连接到松耦合变压器的初级绕组，以在预定电压幅度上把驱动信号加到变压器的初级绕组，驱动信号频率由频率控制信号控制；d)松耦合变压器的电抗随驱动信号频率变化，因此，松耦合变压器具有随驱动信号频率变化的变压器阻抗；以及e)除了灯的灯阻抗之外，松耦合变压器的初级绕组向变压器驱动电路反射变压器阻抗，以至流入初级绕组的电流随驱动信号频率变化，流入灯内的次级绕组的结果电流随驱动信号频率变化，因此，灯的照明亮度由改变驱动信号频率控制。
2．按权利要求1所述的调光镇流器，其特征在于变压器包括具有隙缝的分流器。
3．按权利要求1所述的调光镇流器，其特征在于还包括连接在灯和振荡器之间的反馈电路，用于把表示照明亮度的信号加到所述振荡器，以调节频率控制信号和驱动信号频率。
4．按权利要求1所述的控制传输到多个气体放电灯功率的调光镇流器，其特征在于还包括多个松耦合变压器，每一个变压器有一个初级绕组和多个次级绕组，其中，每一个变压器的初级绕组并联电连接到另一个松耦合变压器和变压器驱动电路，其中，每一个次级绕组电连接到灯之一，每一个变压器的一个次级绕组以相反的信号连接到另一个变压器的另一个次级绕组，其中，所述照明亮度响应驱动信号频率。
5．按权利要求4所述的调光镇流器，其特征在于每一个所述松耦合变压器具有以第一方向缠绕的初级绕组和次级绕组；所述松耦合变压器成对的与每一对次级绕组串联连接；所述变压器驱动电路在第一方向在每一对中连接到一个变压器的初级，并与所述第一方向相反的方向在每一该对中连接到另一个变压器的初级，因此，在该对中，一个变压器次级的电压与该对中另一个变压器次级电压的极性相反。
6．按权利要求5所述的调光镇流器，其特征在于每一个松耦合变压器具有包括一对绕组的次级绕组和在该对绕组之间的主绕组，每一对绕组中的每一个绕组连接到灯内的灯丝，主绕组连接在灯电极的两端。
7．按权利要求1所述的调光镇流器，其特征在于所述的灯是需要连续弧光放电保持灯亮度的高亮度放电灯，所述的调光镇流器还包括所述松耦合变压器，它具有连接到所时变压器驱动电路的初级绕组，以及连接在一对次级绕组之间的次级绕组；一个次级绕组端点连接到在高亮度放电灯中的一对弧光电极的一个电极；一组电容器串联连接到所述次级绕组端点对的另一端点和所述弧光电极对中的另一个电极，所述的电容器组把次级绕组变换到低于调光工作频率范围的谐振频率；以及峰值电容器与所述的弧光电极对并联连接，峰值电容器在谐振频率上提供点燃弧光的峰值负载功率。
8．按权利要求7所述的调光镇流器，其特征在于松耦合变压器基本上具有1∶1的匝数比。
9．按权利要求7所述的调光镇流器，其特征在于松耦合变压器是紧缠绕的变压器。
10．按权利要求7所述的调光镇流器，其特征在于开始启动信号是在150KHz和200KHz之间的频率，工作驱动信号是在90KHz和120KHz之间的频率，
11．按权利要求1所述的调光镇流器，其特征在于松耦合变压器远离变压器驱动电路，所述的镇流器还包括从所述变压器驱动电路向所述松耦合变压器的初级传送驱动信号的高频传输线。
12．按权利要求11所述的调光镇流器，其特征在于高频传输线是具有接地屏蔽的同轴电缆。
13．一种提供调光镇流器驱动气体放电灯的方法，该方法包括步骤a)提供了一种至少有一个初级绕组和至少有一个次级绕组的松耦合变压器，并且，还具有随加到初级绕组的驱动信号频率变化的频率依赖阻抗；b)按照要求的灯的光亮度，在预定频率上产生变压器驱动信号；c)以基本上是恒压幅度和在预定频率上把变压器驱动信号加到松耦合变压器的初级绕组，以控制由次级绕组加到气体放电灯的电流，因此，控制了灯的照明亮度。
14．按权利要求13所述的方法，其特征在于松耦合变压器的阻抗由具有隙缝的变压器的分流器提供。
15．按权利要求13所述的方法，其特征在于还包括步骤感测加到灯上的电流；把感测步骤感测到的电流与所要求的参考电流进行比较；产生响应比较步骤的反馈信号；响应该反馈信号，调整变压器驱动信号的预定频率。
16．按权利要求13所述的方法，其特征在于存在多个并联连接的气体放电灯和多个松耦合变压器，一个变压器连接到每一盏灯，其中，所述加信号步骤实质上是以恒压幅度和以预定频率把变压器驱动信号加到每一松耦合变压器的初级绕组，以控制由次级绕组加到连接到变压器的气体放电灯的电流，从而控制灯的亮度。
17．按权利要求16所述的方法，其特征在于每一个松耦合变压器具有以第一方向缠绕的初级绕组和次级绕组，所述松耦合变压器成对的与每一对次级绕组串联连接，其中，所述的加信号步骤把变压器驱动信号加到在第一方向在每一对变压器中的一个变压器的初级绕组，并加到与第一方向相反方向的在每一对变压器中的另一个变压器的初级绕组，因此，在该对变压器中，一个变压器次级的电压与该对中另一个变压器次级电压的极性相反。
18．按权利要求13所述的方法，其中灯是高亮度气体放电灯，其特征在于所述的产生步骤包括步骤通过以高于峰值负载功率频率的接通频率产生变压器驱动信号，接通所述灯；产生在高于峰值负载功率频率和低于接通频率的工作频率范围的变压器驱动信号以操作所述的灯。
19．按权利要求18所述的方法，其特征在于峰值负载功率频率低于90KHz，所述接通频率高于120KHz，所述的操作步骤产生在频率范围90KHz到120KHz内的变压器驱动信号。
20．按权利要求18所述的方法，其特征在于第二峰值负载功率频率大大高于工作频率范围，所述的接通步骤在接近第二负载功率频率的接通频率上产生变压器驱动信号。
21．按权利要求13所述的方法，其特征在于松耦合变压器远离所述的加信号步骤，所述方法还包括在传输线上从所述加信号步骤向所述松耦合变压器传输变压器驱动信号。
22．按权利要求21所述的方法，其特征在于传输线是同轴电缆，所述方法还包括将同轴电缆的屏蔽接地。
全文摘要
简单和不昂贵的可调电子镇流器采用了松耦合变压器的优点,控制气体放电灯的亮度。镇流器利用了频率调制与松耦合变压器的电特性的组合,控制通过灯的电流和控制灯的照明亮度。通过改变向灯提供功率的松耦合变压器的初级线圈中的驱动信号的频率,可以在次级线圈和灯中控制电流。次级中的电流由通过变压器的固有电抗的驱动信号的频率控制,通过控制到灯的电流,灯的光输出是可控制的。多个气体放电灯可以并联连接到调光变压器,所以,一个灯的故障不影响剩余的气体放电灯的工作。同样,调光镇流器可以控制到高亮度放电灯的电流,并可控制这种灯的亮度。
文档编号H05B41/282GK1306733SQ99807674
公开日2001年8月1日 申请日期1999年3月22日 优先权日1998年4月21日
发明者休·帕特里克·亚当森 申请人:电源电路创新公司