一种基于频域处理的扩频信号匹配滤波系统及方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及数字滤波技术领域，特别设及一种基于频域处理的扩频信号匹配滤波 系统及方法。
【背景技术】
[0002] 在卫星导航、通信系统中数字信号处理过程中，采用数字扩频信号自相关实现数 字接收信号的匹配滤波。匹配滤波在实际应用中能够实现诸如扩频码相关检测、最佳接收 机处理等功能。
[0003] 目前中频数字扩频信号匹配滤波基本采用数字下变频后对基带信号处理的方法 实现，主要包括数字混频、低通滤波、数据抽取、傅立叶变换、匹配系数频域相乘与逆傅立叶 变换步骤。
[0004] 北京航空航天大学CN102288941A号专利公开了一种基于FPGA和DSP的中频数字接 收机信号实时处理系统及处理方法，该发明由中频采样模块、数字下变频模块、扩频信号自 相关模块、相参积累模块、运动补偿模块和恒虚警检测模块组成，被处理的中频宽带信号首 先进入中频采样模块，离散化后的信号送入数字下变频模块进行数字下变频处理，接着进 入扩频信号自相关模块进行自相关处理。深圳信息职业技术学院CN201733292U号专利公开 了一种信号处理系统及数字接收机，该发明采用DSP忍片的协处理器的FPGA忍片来完成数 字下变频和匹配滤波、自相关运类算法。
[0005] 但现有的匹配滤波系统存在W下问题：
[0006] (1)、数字混频过程中引入量化误差:数字混频是将采样信息和数控振荡器本振信 号相乘计算得到，如果将该乘法计算结果完全保留，则在后续处理时会占用大量存储空间， 如果对该乘法结果进行截断操作，则会引入量化误差。
[0007] (2)、低通滤波过程会引入量化误差，且计算过程需要占用大量乘法器。数字滤波 的阶数较高时，必须对计算结果进行截尾操作，会引入量化误差降低信号的信噪比；同时， 为保证计算速度需占用大量乘法器进行并行操作。
[000引（3)、滤波器阶数会随着通带纹波、阻带抑制要求的提高而大量增加。运就导致在 硬件资源有限的情况下无法满足系统的要求。
【发明内容】
[0009] 本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供了一种基于频域处理的扩频信号匹 配滤波方法，W及实现该方法的匹配滤波系统，该方法在频域实现混频和低通滤波，可W避 免混频和低通滤波在时域乘法运算时引入的量化误差，而且降低了高阶滤波器处理占用的 硬件资源。
[0010] 本发明通过如下技术方案予W实现：
[0011] -种基于频域处理的扩频信号匹配滤波系统，包括奇偶序列选通模块、数据缓存 模块、FFT模块、奇偶序列频谱分离模块、频谱合成模块、系数匹配模块和IFFT模块，其中：
[0012] 奇偶序列选通模块:接收外部输入的扩频信号x(n)，n = 0、l、…、N-l;然后将x(n) 分为奇序列X奇(r/ )和偶序列X偶(r/ )，并发送到数据缓存模块;其中，X偶(η/ ) =x(化/ )，x奇 (n')=x(2n'+l)，，'=0 1......、^-1;N为正整数；
[0013] 数据缓存模块:包括偶寄存器和奇寄存器;偶寄存器接收偶序列X偶(η/)并进行缓 存，奇寄存器接收偶序列X偶(r/ )并进行缓存；
[0014] FFT模块:从偶寄存器和奇寄存器中读取数据形成复数序列X复(η/ )=x偶(η/ )+jx奇 (〇/);并对堪(11/)进行^点尸尸1'计算，得到堪(]1/)的频谱)(复化/)，4'=0、1、、..、^.-1; 然后输出频谱X复化/)到奇偶序列频谱分离模块；
[001引奇偶序列频谱分离模块:根据接收到频谱接沁）计算得到奇序列巧(rO的频谱X奇 化/)和偶序列X偶(r/ )的频谱X偶化/);然后输出踪化/)和X偶化0至顺谱合成模块；
[0016] 频谱合成模块:根据接收到的X奇化/ )和X偶化/ )计算得到扩频信号x(n)的频谱X 化），k = 0、l、…、N-l;并输出X化)的前f点X化'）和后^点X化'+N/2)到系数匹配模块；
[0017] 系数匹配模块:从存储器中读取已保存匹配滤波响应H'bp化)的前^点与X化'）相 乘，同时从存储器中读取H'bp化)的后^点与X化'+N/2)相乘，然后将所述两个相乘的结果 相加，并对相加结果移位实现除2运算，得到频谱Y化/);
[001引IFFT模块:对系数匹配模块输出的频谱Y化/)进行^点IFFT计算，得到扩频信号X (n)2倍抽取后的自相关结果y(n')，舟'=0、1.....、与-I。
[0019] 上述的基于频域处理的扩频信号匹配滤波系统，在奇偶序列频谱分离模块中，根 据频谱X复化/ )计算得到奇序列X奇(η/ )的频谱X奇化/ )和偶序列X偶(η/ )的频谱X偶化/ )，具体计 算公式如下：
[0020] X偶化'）=[Χ錫化'）+Χ錫(N/2-k'）]/化j[X短i化'）-Χ短i(N/2-k'）]/2;
[0021] X奇化'）= [X短i 化'）+X短i(N/2-k'）]/2-j[X錫化'）-X錫(N/2-k'）]/2;;
[0022] 其中，X錫化/ )和蹈#化/ )分别为频谱接化/ )的实部和虚部。
[0023] 上述的基于频域处理的扩频信号匹配滤波系统，在频谱合成模块中，根据接收到 踪化/ )和X偶化/ )计算得到扩频信号x(n)的频谱X化）Λ = 0、1、···、Ν-1;具体计算公式如下：
[0027]上述的基于频域处理的扩频信号匹配滤波系统，在系数匹配模块中，保存在存储 器中匹配滤波响应Η'βρ化)根据设定的匹配系数Cbp化)和设定的带通滤波器频域响应曲Kk) 相乘得到，即：
[002引 H'bp 化）=Cbp化)Hbp化）。
[0029] -种基于频域处理的扩频信号匹配滤波方法，包括W下步骤：
[0030] (1)、采集数字扩频信号x(n)的奇序列X奇(n^ )和偶序列X偶(n^ )，其中：x偶(n^ ) = x (2n')，:x奇(n')=x(2n'+l)，H'=0、1、.…、^。l，N为x(n)的数据长度，即n = 0、l、...、N- 1;
[0031] (2)、利用奇序列X奇(r/ )和偶序列X偶(r/ )形成复数序列X复(r/ )，即：
[0032] 壊(V ；) =x偶(V ；)+j巧(V ；);
[003；3] (3)、对复数序列墳(η')进行^点FFT计算，得到X复化'），F =0、1-、一- 然后利用X复化/ )计算奇序列埼(r/ )的频谱踪化/ )和偶序列X偶(r/ )的频谱)(偶化/ ):
[0034]
[00对其中，X錫化/)和蹈t(k^ )分别为X复化/)的实部和虚部；
[0036] (4)、根据X偶化/ )和X奇化/ )计算得到扩频信号x(n)的频谱X化）；其中，X化)的前 点为
WN=e-J2"/N.
[0037] (5)、根据如下公式计算得到扩频信号自相关结果y(r/ )的频谱Y化/ ):
[0040] 其中，H'bp化/)和H'bp化/+N/2)分别为设定的匹配滤波响应H'bp化)的前^点和后 N ^ 子点，k = 0、l、...、N-l;
[0041] (6)、对频谱Y化/)进行^点IFFT计算，得到扩频信号x(n)2倍抽取后的自相关结果 y (η'),灯.-0、1、'...、-1。
[0042] 本发明与现有技术相比的有益效果包括：
[0043] (1)、本发明在频域实现中频信号匹配滤波，相对于现有技术可W避免了数字混频 引入的量化误差，而且避免了滤波过程占用大量乘法器的问题；
[0044] (2)、本发明通过中频信号频谱与设定的滤波器频域响应，W及匹配系数相乘实现 滤波处理，因此可W在频域设计滤波器，从而避免了时域滤波器阶数会随着通带纹波、阻带 抑制要求的提高而大量增加的问题。
【附图说明】
[0045] 图1为本发明的基于频域处理的扩频信号匹配滤波的组成框图；
[0046] 图2为本发明利用奇偶序列频谱计算扩频信号频谱的硬件实现原理框图。
【具体实施方式】
[0047] 下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细描述：
[004引本发明的基于频域处理的扩频信号匹配滤波处理方法，用于对中频数字扩频信号x(n)进 行匹配滤波，得到该扩频信号自相关结果y(r0,其中n = 0、l、…、N-l，《'=0、1、…、f-l, N为数字扩频信号的数据点数。
[0049] (一)理论推导过程
[0050] 如果采用传统的中频数字扩频信号匹配滤波方法，则需要对数字扩频信号x(n)进 行数字混频、低通滤波、数据抽取、傅立叶变换、匹配系数频域相乘和逆傅立叶变换处理，具 体实现过程如下：
[0051] 首先利用NC0输出的本振信号eWn>对数字扩频信号χ(η)进行混频处理，得到混频 输出结果XI(η):
[0052] xi(n)=x(n)eWn) (1)
[0053] 然后再对混频输出结果xi(n)进行低通滤波，得到基带信号X2(n):
[0054] χ2(η) =xi(n)*hLP(n) (2)
[005引其中，hLP(n)为数字低通滤波器的冲击响应函数，*表示卷积运算。
[0056] 基带信号X2(n)经过抽取得到降采样信号X3(n〇,其中，如果进行2倍抽取，则X3 (n')=X2(化），《=〇、1、对降采样信号X3(r〇进行^点FFT计算，得到基带 信号的频谱X3化/):
[0057] 馬株')=巧τ(馬的)，=0、1、...、誓-1 (3)
[005引将基带信号的频谱X3(k/)与设定的匹配系数c(k/)相乘，得到频域匹配结果Χ4 化'）：
[0059] X4化'）=X3化'）(Xk') (4)
[0060] X4化/ )进行^点IFFT之后得到扩频信号自相关结果y(n/ ):
[0061] y(n') = ΠΨΤ(Χ4化'）） (5)
[0062] 把式（1)~(4)代入式(5)中，则在2倍抽取情况下，数字扩频信号χ(η)的自相关结 果y(n')为：
[0063]
[0064] 其中，WN/2 = e^W"/W2)，对公式(6)进行化简，得到公式(7):
[0068] 由公式(7)可W看出，数字扩频信号x(n)的自相关结果y(n/)的频谱等效于:x(n) 频谱搬移并抽取后的频谱与系数项Η '化/)相乘，再进行逆傅立叶变换。
[0069] 在W上处理过程中去除频谱搬移，并且不进行抽取的情况下，扩频信号χ(η)的自 相关结果y'（η)为：
[0070]
[0071] 其中，X化)为扩频信号χ(η)的频谱，= H'Bp(k)为带通滤波器和设定的匹 配系数的乘积结果，k = 0、1、· · ·、N-1，即：
[0074] 对式(10)计算得到的自相关结果y'（η)进行2倍抽取，得到降采样信号y(n〇:
[0075] y(n')=y'(2n) (13)
[0076] 如果令：
[0077] X'BP(k)=X(k)H'BP 化） （14)
[0078] 降采样信号y