基于相位的感测的制作方法

专利名称：基于相位的感测的制作方法
基于相位的感测
本发明涉及利用查询信号的相位改变来确定所感测的参数的传感 器，并且特别(而不是专有地)涉及光纤干涉测量。本发明发现在地震 勘测领域内的特殊应用。
光纤传感器采用一定长度的光纤，其被设置成使得所感测的参数导 致将被施加在所述光纤上的应变。通常来说，所述光纤被设置成线圏， 但是其他设置也是可能的。这样应变导致在所述光纤中的光学信号传播
的相位改变，所述相位改变可以通过干涉测量技术^r测到。之前已经提 出了对于此类换能器的多种不同设置，其中的许多设置把所述光纤线圈 缠绕在可变形的核心或心轴上，其响应于所感测的参数(比如所感测的 振动)经历径向膨胀或收缩。
这样光纤传感器可以表现出极高的灵敏度并且具有完全无源的优 点，其在所述感测换能器处不采用功率。这种传感器还被证明非常适用 于其中需要大传感器阵列的应用，这是因为可以相对容易地多路复用所
述传感器。
这种应用的一个例子是石油和气体勘探工业中的地震勘测，其中包 括数百个或甚至数千个振动传感器和/或水听器的时间多路复用的大阵 列可以被用来感测来自海床以下的地质组成的入射脉冲的反射。在规则 周期下对这样的阵列进行采样提供关于现有的或潜在的新储量的3D时 间推移数据。
这种感测方法所遇到的一个问题在于，对于给定的采样率，高于特 定幅度阈值的信号导致基于相位的感测信息变得失真，并且可能导致解 调处理失败。这种通常被称作过载或过缩放的效应与所测量的信号的频 率相关。这在地震系统中可能导致入射脉冲的直接到达的特定问题，特 别当靠近所述传感器生成所述脉沖时尤其如此(所述脉沖通常由水面船 只所拖曳的气枪在其经过所述阵列上方时生成)。期望能够在没有由所 述过缩放所产生的失真的情况下记录该入射脉冲。
因此，本发明的一个目的是提供改进的感测方法和设备。根据本发明的第一方面，提供一种查询基于相位的换能器的方法， 所述换能器响应于所感测的参数提供信号传播的相位改变，所述方法包括以下步骤接收传播经过所述换能器的信号；把处于代表所述换能器 在第 一 时间的状态的点的与处于代表所述换能器在第二时间的状态的 点的信号进行比较；以及从所述比较确定所述信号随时间的相位改变速率的度量。所述改变的速率或者所述相位改变的导数的幅度通常比所述信号 本身小很多，这是因为测量所述信号的两个时间之间的差异通常比被测 量的信号的周期小很多。因此，即使所述换能器经历导致正常信号发生 过缩放的刺激，所述导数信号也可能不受影响。因此，所述导数信号或 测量可以被视为低灵敏度测量，其可以各自地并且独立地被获得，以便 代替具有更高灵敏度的正常信号测量使用或者与之相组合地使用。例如 对于其大部分能量集中在近似800Hz处的信号来说，关于两个测量时间 之间的周期为200ns,该信号的导数通常将被衰减60dB。在一个实施例中，比较所述信号包括优选地利用输出干涉仪把所接 收的信号的延迟版本与未延迟版本相组合。替换地，可以在多个不同时 间处对所述信号进行采样，并且采用一种算法或信号处理方法来确定所 感测的参数的导数。可以通过对所测量的导数值进行积分来重建所感测的参数的实际 值。但是如果噪声基底由系统噪声确定，则所述噪声基底对于所述相位 信息及其导数来说基本上相同，所述导数信号遭受较低的SNR。再考虑 到过采样可能只响应于特定的高幅度输入(比如在地球物理勘测中所使 用的气枪的第一次喷发)而以低频度发生，在某些实施例中有益的是既 测量所述导数又直接测量所感测的参数的实际值。下面将描述这种实施 例的例子，应当认识到，可以采用自适应系统，其在默认状态下直接测 量所述信号，并且在检测到过采样状况时回复到从导数测量积分的信 号。举例来说，将有可能使用对于所述导数信号的幅度的阈值来识别出 其中所述正常信号过载的周期。但是通过认真考虑过缩放及其对由所述换能器所产生的相位信息 的影响已经发现，在过缩放期间，虽然代表所感测的参数的相位值的直 接测量可能失真，但是可以把这种相位值与所述导数信号相结合使用来 产生重建值。因此在某些实施例中，除了所述相位改变速率的度量之外还从所述接收到的信号导出相位的度量。在特定实施例中各别地获得所 述两个度量(相位和相位改变速率)，其中可以在不借助于另一个度量 的情况下获得每一个度量，并且可以基本上同时获得所述两个度量。正如下面将更加详细地描述的那样，当所述换能器的输出的瞬时频 率(其取决于所述相位改变速率)落在由采样该信号的速率所确定的Nyquist频率范围之外时发生过载。落在所述Nyquist范围之外的任何瞬 时频率都将围绕所述范围的极限被折叠回到其内。取决于所感测的信号 的幅度和频率，该信息可以被围绕所述Nyquist频率极限折叠或巻绕多 次。本发明的发明人已经发现，在本信息的实施例中测量的所述导数信 息可以被用来确定所述信息已被巻绕多少次，或者确定所述信息超出所 述Nyquist极限的因数。这又允许校正所述直接测量的参数值，以便提 供与通过对所测量的导数信号进行积分所提供的SNR相比具有改进的 SNR的信号。。本发明扩展到基本上如在这里参照附图所描述的方法、设备和/或用途。可以按照任何适当组合把本发明的 一个方面内的任何特征应用于 本发明的其他方面。特别地，方法方面可以被应用于设备方面，反之亦然。下面将纯粹按照举例的方式参照附图来描述本发明的优选特征，其中

图1示出了一种已知类型的光纤传感器组件(package);图2是适用于图1的组件的查询波形；图3示出了来自图1中示出的该类组件的典型响应；图4示出了根据本发明的一个方面的用于查询光纤组件的系统；图5示出了能够从图4的系统获得的输出；图6示出了能够从图4的系统获得的另一个输出；图7示出了其中使用两个输出干涉仪的设置；图8示出了能够从图7中的系统获得的输出；图9示出了图3中示出的该类脉冲上的多个采样点；图10示出了相同的和不同的脉沖上的样本之间的时间间隔。参照图1,其中示意性地示出了总体上被标记为102的一种已知类 型的光纤传感器组件，其包括从单一长度的光纤13形成并且被串联设 置的四个单独的光纤感测线圈104、 106、 108、 110。所迷光纤的一部分 112充当组件输入/输出(i/o)光纤。光纤耦合反射镜114、 116、 118、 120、 122在沿着所述光纤13的对应位置处被耦合到该光纤13， v^人而使 得每一个所述线圈具有耦合在其每一端处的光纤耦合反射镜。可以使用反射来自每一个传感器之前和之后的一部分光的其他措施(比如在光纤 Bragg光栅中)来替换所述光纤耦合反射镜。在实践中，例如可以把其 中三个所述线圏设置形成三个正交光纤加速计，把第四个线圏形成水听 器的一部分，从而形成适用于地震勘测应用的四组件组件。每一个换能 器中的线圏的物理设置对于本发明来说并不重要，因此在这里不作讨 论，但是本领域技术人员将知晓多种可能的设置。可以把这种组件的大 尺度阵列耦合在一起并且利用多路复用对其进行周期性查询，以便例如 提供时间推移地震成像。参照图2，可以通过在所述组件i/o光纤112中引入一对查询光学脉 沖202、 204来实施对图1的组件102的查询。脉沖202、 204具有对应 的频率co2,并且脉沖202关于脉沖20被延迟t=2L/c,其中L是所 述传感器中的线圏长度，c是光学脉沖在所述光纤中的速度。图3示出了所述组件的光学输出响应，其中考虑了由每一对输入脉 冲所形成的输出。在图3a中，将到达所述组件的第一脉冲202在所述5 个光纤耦合反射镜当中的每一个处被反射，从而产生相对于任意时间参 考测量的五个输出脉冲301、 302、 303、 304和305。类似地参照图3b, 脉沖204产生相对于相同的任意时间参考的五个时间延迟的输出脉冲 322、 323、 324、 325和326。由于所述输入脉冲^皮延迟通过单一线圏的输出一皮叠加，从而产生在图3c中示出了六个脉冲331、 332、 333、 334、 335和336。脉沖331和336代表单一脉冲的仅仅单次反射，但是应当 理解的是，(用阴影示出的)脉沖332到335分别对应于由相邻的光纤 耦合反射镜所反射的两个脉冲的组合。因此应当理解的是，这些脉冲代 表(两次)经过所述两个相邻反射镜之间的线圏的脉沖与尚未经过所述 线圏的脉沖的组合。因此可以使用相位检测来确定由该线圈所施加的相 位改变，从而如本领域中已知的那样获得所感测的参数的度量。如果是所感测的参数，则从被用来测量从上述类型的传感器返回的 一 系列脉沖的光电检测器所获得的信号可以;故写成cos(a, + 一))，也 就是说，所感测的信息被表示为叠加在频率为^的载波信号上的相位改 变。随后可以使用本领域技术人员所公知的技术从所述载波解调所述相 位信号。所述载波频率通常被选择为所述Nyquist频率的一半，而所述 Nyquist频率又是所述采样频率的一半。通常在每一个返回光学脉冲中 得到一个样本，因此所述采样频率是把各脉冲对发送到所述阵列中的速 率。举例来说，所述采样频率可以是近似320KHz,从而给出近似为 160KHz的Nyquist频率和近似为80KHz的载波频率。所述采样频率通 常将具有实际的上限，其除了其他因素之外特别取决于(一个或多个) 传感器的类型和设置。当经过相位调制的载波的瞬时频率落在所述Nyquist频带之外时就会发生过缩放状况，也就是说当，> -&时或者当，《时就会发生过缩放状况，其中 和^分别是Nyquist频率和载波频率。这在实践中会导致把瞬时频率混叠回到所述Nyquist频带中，这是通过围绕其 中一个极限在频率空间中发生折叠或巻绕而实现的。取决于所感测的参 数的量值和频率，所述瞬时频率可能被多次巻回。如果所感测的参数被 近似建才莫为p(O =伊。cos^v ,则使得过缩放不会发生的条件对于 =的通常情况有时被表示为^。s，。气现在参照图4，其中示出了基本上如图1中所示出的传感器组件 402。通过由声-光调制器404所产生的一对脉冲来查询所述组件。输出脉沖系列在结点406处被抽出，经过隔离器408并且到达被标 记为410的输出干涉仪。在图4的方案中，输入脉冲之间的所述延迟不 需要是光经过组件402的感测线圏的行程时间的两倍，其被替换地设置 成是光经过所述输出干涉仪的延迟线圈412的行程时间的两倍。虽然所 描述的实施例采用了 Michelson干涉仪，但是本领域技术人员将认识到 同样可以使用在其中一条臂中具有延迟线圈的Mach-Zehnder类型干涉 仪。在这种情况下，通过把输入脉沖之间的间隔设置成恰好为经过所述 干涉仪的 一条臂中的所述延迟线圈的行程时间将允许进行等效测量。图5示出了来自干涉仪410的分量脉冲串输出。脉冲串502代表从反射镜B到E的前导输入脉冲的输出(由下标1标记)，其是从所述干 涉仪的延迟臂得到的(由Y标记)。脉沖串504代表从反射镜B到E 的滞后输入脉沖的输出(由下标2标记)，其是从所述干涉仪的未延迟 臂得到的(由X标记)。这样就可以看出，干涉仪410令各脉冲对在时 间上对准并干涉，全部二者都经过了组件402的相同的(多个)感测线 圈，但是其是在不同的时间经过的(由时间上对准的脉沖的不同下标指 示)。换句话说，把从光纤耦合反射镜B到E反射(从反射镜A反射 的脉沖不经过感测线圏)并且收集关于相关联的感测线圈的信息的每一 个脉沖与在稍后时间上经历相同光径并且收集相同信息的脉冲相组合。 因此，所述干涉仪的输出代表所述相位值的导数，与通常将在图1到3 的现有技术设置中直接测量的实际相位值形成对比。因此，利用上面的 术语，如果从所述换能器返回的信号是cos(w + 一))，其中p(0是所感测的参数的度量，则图5中所描绘的系统将导出代表，的值，或者所返回信号的瞬时频率。通过考虑以t-l为中心的组合输出脉冲，可以理解其代表在两个不 同时间处从反射镜B反射(即经过感测环路AB )的两个脉沖的组合。 因此，由线圈AB所感测的参数的导数被包含在该脉冲内，并且可以从 该脉沖确定。按照类似的方式，在t-2处来自所述干涉仪的脉冲输出将 是脉沖的组合，其二者两次经过感测环路AB和BC。 一旦从该脉沖中提 取出所述导数值，然后通过减去(前面获得的)感测环路AB的导数值 而得到感测环路BC的导数值。这样就可以获得对于组件402中的每一 个所述感测环路的导数值。应当注意到，来自光纤耦合反射镜A的反射不受上面关于图4和5 所解释的设置的任何感测环路的所述导数或相位改变速率的影响。但是 从反射镜B (t=l )反射的脉冲实际上包含作为线圏AB与任何引下线光 纤(即耦合器406与AOM 404之间的光纤、耦合器406与反射器A之 间的光纤以及耦合器406与干涉仪410的输出端上的光电检测器之间的 光纤)中的相位调制的导数的组合的信号。在一些应用中，所述引下线 光纤的长度可以是很多千米，因此其由于环境噪声而拾取的信号可能非 常显著。如果测量来自反射器A的导数信号并且随后从来自反射器B的 信号减去该导数的信号，则将从对于线圈AB所获得的信号中去除来自所述引下线的任何信号。
参照图6，其中示出了代表一种特别优选的传感器查询设置的各输
出分量的分量脉冲串。所述传感器设置与图4的传感器设置基本上相同， 但是其中每一个传感器线圈被设置成所述干涉仪的延迟线圈的两倍长。 在一个实例中，每一个传感器线圈的长度为40m,所述千涉仪延迟线圈 的长度为20m，并且所述输入脉冲对之间的延迟为近似200ns。
可以看出，脉沖串604和606基本上与图5的串502和504相同， 也就是说它们代表对于每一个传感器线圏的(累积的)所述导数或"低 灵敏度信息"。由610所标记的时间点处的输出脉冲是由反射镜A处的 反射所导致的，并且不携带所感测的导数信息(除了由所述引下线所拾 取的之外)并且为了改进清楚性被从图5中省略。等效于在图6的614 处所指示的输出的输出是图5的第一个考虑的脉沖。但是通过考虑脉沖 串602和608可以看出反射镜A的另一个好处，其中所述脉冲串602和 608分别是从经由所述输出干涉仪(图4, 410)中的反射镜X的第一脉 沖的反射和来自所述干涉仪中的反射镜Y的第二脉沖的反射得到的。这 些脉冲串基本上具有与图3中所示出的相同形式，并且组合形成携带所 述直接参数值的输出脉沖，其中每一对脉沖代表来自相邻反射镜的反 射。举例来说，时间612处的输出脉冲将是来自反射镜B的前导输入脉 沖反射与来自反射镜A的滞后输入脉冲反射的组合，并且因此包含由线 圈AB感测到的直接或"高灵敏度"信息，其可以按照已知的方式被直 接提取出来。所述两个脉沖经过了干涉仪410的不同臂这一事实对于被 包含在所述脉沖内的信息基本上没有影响。
因此，在所描述的设置中，可以从由相同输入脉冲对所导致的各组 交织的输出脉沖中独立地获得直接感测的(高灵敏度)值和导数(低灵 敏度)值。在图6的例子中可以看出，这是通过把输入脉沖间隔设置成 被用于按照参照图3所描述的方式对给定传感器组件进行查询的输入脉 沖间隔的近似一半而实现的。
图7示出了对于图4的输出或读出干涉仪的一种替换设置。由查询 信号所生成的来自传感器组件的响应702被分离并传递到两个干涉仪 704和706。在使用中，所述查询信号具有类似于图2的查询信号的形 式，但是在这里的两个脉沖具有等于经过所述传感器组件的总行程时间 的延迟，从而使得从每一个所述查询脉冲所得到的输出脉冲串不交织。在组件中有四个感测线圏并且每一个线圈的长度为40m的情况下，例如 可以使用查询脉沖之间的2ps延迟。干涉仪704的延迟环路714的值等 于所述查询脉冲的延迟，而干涉4义706中的延迟环^各716的值则比714 的延迟少两次经过一个传感器的时间。
现在将参照图8描述图7的设置的操作。作为第一输入脉沖的结果 从所述组件返回的脉冲系列在802处示出。从第二输入脉沖得到的等效 系列在804处示出。由于输入脉沖之间的延迟为2(N+l)L/c (其中N二组 件中的传感器数目，L二单一传感器的长度，c-行经传感器的速度)，因 此所述系列802与804不交织，并且如806所示在所述传感器组件的i/o 光纤中组合，并且它是在图7的702处被接收到的这个信号。图7的第 一干涉仪704的延迟等于所述输入脉沖延迟，并且因此从该干涉仪的延 迟臂返回的信号在808处被示出。应当理解的是，图7的信号708将是 信号806与808的组合，其中的每一个脉沖由两个脉冲构成，所述两个 脉沖在由图8中的下标1和2所示的不同时间点处从所述传感器组件中 的相同反射镜被反射，并且其分别对应于第一和第二脉冲。因此，接收 信号708的检测器可以如上面所解释的那样导出导数相位或瞬时频率度 量。
图7的干涉仪706的延迟为2NL/c,并且因此/人该干涉仪的延迟臂 返回的信号在810处^C示出。因此，图7的信号710是信号806与810 的组合，其中的每一个脉冲由从所述传感器组件的相邻反射镜反射的两 个脉沖构成。因此，接收信号710的检测器可以如上面所解释的那样获 得对于由所述传感器线圏所施加的相位的直接测量。
应当注意到，构成信号708和710的分量脉冲将以长于前面描述的 实施例中的时间间隔经过所述传感器组件。这导致所述导数信号比更短 输入脉冲间隔的情况更为灵敏。对于2ps的输入脉冲延迟，与采用200ns 延迟的情况相比，在所述导数采样时间上累积近似IO倍的更多相位。 考虑对相位的"直接"测量，由于在干涉仪706中组合的两个样本代表 所述传感器处的具有相对较大时间间隔的事例，因此从干涉仪704获得 的所述相位导数的度量在必要时可以被用来提供校正。
在图4的实施例中，由于只采用了一个干涉仪输出，因此"导数" 和"直接相位，，信号出现在相同脉冲串上，由此用尽两倍于在图1-3 的现有4支术中所描述的时隙。通过利用两个干涉一f义独立地导出所述两组测量(相位和导数)，实现对基本上完全的时域带宽的恢复。
用来实现增大生成所述导数信号的脉冲之间的时间间隔的 一 种替
换方法是把脉沖间隔保持在200ns,但是随后混合来自不同的发送脉沖 对的反射。在这一实施例中，对应的脉冲对之间的时间间隔由所述阵列 的一个分段中的各传感器中的光纤长度确定，但是大约5fis的值将是典 型的。图9示出了将利用与图4中相同的设置所实现的脉冲模式，但是 其中线圈412导致5.2jus的延迟。脉冲序列902、 904分别是从第一和第 二发送脉冲的反射所得到的，而序列906和908则分别来自经过了所述 干涉仪的延迟线圈的所述第一和第二脉冲。序列906和908中的反射与 来自后继脉沖对的序列902和904中的反射重叠。
因为由所述延迟线圈所施加的延迟(5.2jLis )比脉沖对之间的时间间 隔长200ns,因此所述脉冲组合具有相同的一般形式，就好像由所述线 圏所施加的延迟是200ns—样(按照图6),并且因此正常信号和导数 信号都可以从交织的输出脉沖获得。但是在这种情况下，组合形成所述 导数信号的脉冲相隔5.2|lis经过每一个传感器，并且因此所生成的信号 将是使用200ns延迟线圈的情况的26倍长。
可以示出(在上面描述的实施例中)有可能使用具有 [5A^+2(A^+1)0.2]的形式的任何延迟时间，其中5|lis是各脉冲对之间的 时间，？Vr是正整数。数字0.2对应于一对中的脉冲之间的以ins计的时 间，并且由传感器长度表示。A^也是正整数。时变信号的导数将趋向于 与该信号的频率成比例。实际的干涉仪响应，在低频下观察这种关系， 但是在高频下略微减少。在(可用于地震应用的)近似0- 250Hz的低 频范围内，所述导数信号的幅度因此相应地较低，并且遭受低SNR。但 是使用更长的延迟将会大大提高干涉仪灵敏度，并且产生相应地增大的 输出幅度。
虽然图9中所示的设置确实给出了正常信号，但是较大的脉冲延迟 可能导致不同传感器之间的串扰增大，并且可能提高系统噪声级。可以 通过使用图7中示出的具有分别导致200ns和5.2|lis的延迟的两个干涉 仪704和706的设置来克服这些问题。因此，干涉仪704可以;故用来产 生所述正常信号并且在需要时产生短间隔导数信号，而干涉仪706则可 以被用来产生较长间隔导数信号。
参照图10，其中更加详细地示出了在图3c中示出的该类脉冲的轮
13廓，即代表从传感器组件的相邻反射镜反射的两个脉冲的干涉的脉冲， 其包含关于由位于所述两个反射镜之间的线圏所感测的参数的相位信 息(与其导数相反)。如上面所提到的那样，在发生过缩放时，该信息 可能易受"丢失"。但是本发明的发明人已经认识到，虽然之前这种脉 冲的光学信号的样本仅仅被取得一次，但是在每一个脉沖内有可能进行 两次或更多次这种测量。利用所采样的值，例如可以采用一种两点相位 算法来获得所述相位信息的导数的度量。
用虚线示出的理想方波轮廓所代表的图10的脉冲的标称持续时间
为100ns。但是如实线所示，所述脉沖的实际形式包括非零的上升和下 落时间，并且通常可能得到持续时间为60ns的90%最大强度值的稳定 期，从其中可以取得样本。于是为了以例如50ns的时间间距取得两个样 本，则需要20MHz的采样率。更为实际的情况是，为了能够从这样一 个脉沖取得例如在1006、 1008和IOIO处示出的多个样本，期望使用高 于或等于50MHz、 80MHz或者甚至lOOMHz的采样率。当前利用商业 上可得到的技术可以达到这样的采样率。
考虑图10;每一个脉沖之间的时间间隔是^，并且所述脉沖内的采
样间距是r,。假设载波频率是^，则可以通过下式来对在速率印(=1〃，)
下在位置1006处获得的单一采样信号S,进行建模
& = AC0S(必c +^)
其中A是到所述解调系统中的信号幅度，n是在某一任意起点之后的笫 n个样本，cpi是与所述第一采样位置S!处的样本相关联的相位。可以通 过下式简单地对第二样本S2进行建模
S2 = /4cos( yc ("rp + " + p2)
其中(P2是与所述第二采样位置处的信号相关联的相位。
有可能采用一种利用所述两个样本S!和S2的算法来提取出瞬时相
位改变A(p气(p2-cp!),其可以采取下面的形式
厶p:tan 1 - v -;
- W/i2 - s22
这是在脉沖内的所述采样周期L上所获取的差分相位。假设显著小于所述载波周期 ，则所述相位改变Acp较小，但是其对应于所述采
样时间上的非常大的瞬时频率。
上面对所述脉冲上的两个采样位置进行操作的算法在某些应用中 可以提供适当的解决方案，但是已经发现其在某些条件下会遭受一定程 度的数据遗失。虽然有限数量的数据遗失可能是可以接受的，但是也有
可能使用来自所述脉冲的第三样本S3 (其^皮标记为1010)来改进对Acp
的估计。
通过取得笫三样本，获得第二相位改变值Aq)2 (其对应于S2与S3
之间的时间r《上的相位改变)。假设所述两个相位改变Acpi与A(p2之间
的差与任一个值相比都较小，通过取得所述两个相位测量之间的最大绝
对值(即max(IAq)丄IA(p2卩),可以按照高达Fs/Fp ( Fs=1/ts )的最大比率 基本上消除数据遗失，从而允许精确地重建经过巻绕的瞬时频率信号。 通常在采样率Fp下实施所述重建处理，但是在重建之后可以抽取到其他速率。
利用这种技术，对于160kHz的典型采样频率，可以在很宽的频率 范围内重建具有比"正常"过缩放极限大高达500倍的瞬时频率值的信
在所述相位改变Acp本身被巻绕情况下，这通常将发生在Fp/2与dc 之间，应当记住的是所述瞬时频率改变的中心处于所述载波频率处。
一种用以展开所述瞬时频率的频率解绕算法通过如下操作找到所 述瞬时频率达到零的时间位置，并且在每两对过零之间改变所述信号的 符号。所述瞬时频率最后被积分或者被用来重建所述正常灵敏信号中的 丢失的相位信息。
应当理解的是，上面纯粹通过举例的方式来描述本发明，并且在本 发明的范围内可以做出细节修改。
虽然描述了适用于地震勘测的光纤传感器组件，但是本领域技术人 员将认识到，本发明同样适用于被采用在替换应用中的其他类型的基于 相位的换能器。实例包括在有源声纳系统中使用光纤水听器，以及利用 自由空间光学千涉仪来测量表面振动。
可以独立地或者以任意适当组合提供在说明书中以及在适当情况 下还有在权利要求书和附图中所公开的每一项特征。
权利要求
1、一种查询基于相位的换能器的方法，所述换能器响应于所感测的参数提供信号传播的相位改变，所述方法包括接收传播经过所述换能器的信号；把处于代表所述换能器在第一时间的状态的点的与处于代表所述换能器在第二时间的状态的点的所述信号进行比较；以及从所述比较确定所述信号随时间的相位改变速率的度量。
2、 根据权利要求1所述的方法，其中，比较所述信号包括把所 接收的信号的延迟版本与未延迟版本相组合。
3、 根据权利要求2所述的方法，其中，所述方法包括令所述信 号经过输出干涉仪。
4、 根据权利要求1所述的方法，其中，比较所述信号包括在多 个不同时间处对所述信号进行采样；以及对所述采样值进行比较。
5、 根据任一条在前权利要求所述的方法，其还包括基于所述测 量的相位改变速率获得相位值。
6、 根据权利要求5所述的方法，其中，获得相位值包括对所述 测量的相位改变速率进行积分。
7、 根据任一条在前权利要求所述的方法，其还包括从所述接收 的信号确定相位的度量。
8、 根据权利要求7所述的方法，其中，基本上同时确定所述相位 的度量和所述相位改变速率的度量。
9、 根据权利要求7或权利要求8所述的方法，其包括通过把来 自所述接收的信号的所述相位的度量与所述相位改变速率的度量相组合来获得相位值。
10、 根据任一条在前权利要求所述的方法，其中，传播经过所述换 能器的所述信号是脉沖信号。
11、 根据权利要求10所述的方法，其中，所迷信号包括至少两个 具有不同频率的脉沖。
12、 根据任一条在前权利要求所述的方法，其中，所述换能器包括 至少一个固有光纤传感器。
13、 根据权利要求12所述的方法，其中，所述换能器包括传感器 组件，所述传感器组件包括多于一个传感器。
14、 根据权利要求13所述的方法，其中，所述组件包括单一输入/输出光纤。
15、 一种用于查询基于相位的换能器的系统，所述换能器响应于所 感测的参数提供信号传播的相位改变，所述系统包括接收器，其用于响应于输入信号接收从所述换能器输出的信号； 以及包括用于产生所述输出信号的延迟版本的延迟的相位检测器，并且其被适配成把所述输出信号与所述延迟输出信号相组合，以便确定所述输出信号的相位改变速率的度量。
16、 根据权利要求15所述的系统，其还包括用于向所述换能器提 供输入信号的信号源。
17、 根据权利要求16所述的系统，其中，所述输入信号包括至少 两个脉冲。
18、 根据权利要求17所述的系统，其中，所述两个输入脉冲之间 的延迟等于所述相位检测器的延迟。
19、 一种用于查询基于相位的换能器的方法，所述换能器响应于所 感测的参数提供信号传播的相位改变，所述方法包括响应于所述输入信号接收来自所述换能器的输出信号；以及 在多个不同时间处对所述接收的输出信号进行采样，并且使用所述 样本来确定相位改变速率的度量。
20、 根据权利要求19所述的方法，其中，所述输出信号是脉冲信 号，并且其中从每一个脉沖取得多个样本。
21、 根据权利要求20所述的方法，其中，从每一个脉沖取得至少 三个样本。
22、 根据权利要求20或权利要求21所述的方法，其中，所采样的 脉沖的持续时间小于或等于200ns 。
23、 根据权利要求22所述的方法，其中，所采样的脉冲的持续时 间小于或等于100ns。
24、 根据权利要求19到23当中的任一条所述的方法，其中，所述 采样率大于或等于50MHz、 80MHz或100MHz。
25、 根据任一条在前权利要求所述的系统或方法，其中，从所述换 能器接收的所述信号具有载波频率，并且其中所述信号的峰值瞬时频率 的量值大于或等于所述载波频率的量值。
26、 根据任一条在前权利要求所述的系统或方法，其中，所述基于相位的换能器是水听器、地音探听器或加速计的其中之一。
27、 根据任一条在前权利要求所述的系统或方法，其用于查询光纤 地震阵列。
28、 根据权利要求27所述的系统或方法，其用于恢复从所述阵列 返回的过缩放的地震信号。
29、 一种用于恢复从基于相位的光纤传感器返回的过缩放的信号的 方法，所述方法包括测量所述过缩放的信号的相位改变速率；以及 使用所述度量来重建所述过缩放的信号。
30、 根据权利要求29所述的方法，其还包括测量所述过缩放的 信号的相位。
31、 根据权利要求30所述的方法，其中，基本上同时执行所述相 位的测量和所述相位改变速率的测量。
32、 根据权利要求30或权利要求31所述的方法，其中，重建所述 过缩放的信号包括把所述相位的度量与所述相位改变速率的度量相组合。
33、 根据权利要求29到32当中的任一条所述的方法，其中，所述 基于相位的光纤传感器形成多路复用的光纤地震阵列的一部分。
全文摘要
通过比较换能器在两个时间点处的状态以便确定被表示为相位改变的所述被测物理量随时间的改变速率来执行对基于相位的换能器的查询。所述改变速率或者所述相位改变的导数的幅度通常比所述信号本身小很多，因此所述导数测量可以被视为低灵敏度测量，其将被使用来代替具有更高灵敏度的正常信号测量或者与之相组合地使用。这样就可以更加有效地测量另外可能受到过缩放效应的影响的大幅度信号。例如对于其大部分能量集中在近似800Hz处的信号来说，关于两个测量时间之间的周期为200ns，该信号的导数通常将被衰减60dB。
文档编号G01D5/353GK101636639SQ200880008164
公开日2010年1月27日 申请日期2008年3月10日 优先权日2007年3月14日
发明者J·德弗雷塔斯, R·I·克里克莫尔 申请人:秦内蒂克有限公司