一种高可用性高轨GNSS接收系统及方法与流程

一种高可用性高轨gnss接收系统及方法
技术领域
1.本发明属于星载gnss导航接收机领域，涉及一种高轨卫星高灵敏度gnss接收机跟踪系统及方法。


背景技术：

2.高轨航天器，如地球静止轨道、倾斜地球同步轨道、大偏心轨道卫星以及月球深空探测器等，在卫星通信、预警监视、气象探测等领域有着重要用途。当前，高轨卫星主要依赖地面测控实现轨道确定。随着高轨航天器种类和数量日益增多，高轨对地观测载荷对高精度定轨需求逐步提高，传统地面测控系统资源日趋紧张。
3.全球导航卫星系统(gnss)具有全天时、全天候、全球覆盖特点，已广泛应用于低轨道航天器，而在高轨空间使用gnss导航方式，可以有效缓解地面测控压力、实现自主实时导航。
4.与传统gnss导航相比，高轨gnss接收机需要接收gnss旁瓣漏信号，其信号功率会比主瓣信号小约20db且信号功率分布空间连续性较差，由于geo轨道用户到gnss星座的距离更远，使接收功率进一步下降。同时参照lockheed martin公司发布的gps信号发射天线方向图特性，gnss信号的旁瓣离散的分布在空间内不同区域。
5.为了改善高轨卫星gnss导航性能，传统的解决方式是开发高灵敏度gnss信号处理算法，主要研究都集中于通过改善灵敏度提高系统可用性，通过传统右旋圆极化(rhcp)天线接收主瓣漏信号或旁瓣漏信号实现使其可以处理更多gnss漏信号。这样做未能充分利用gnss信号在旁瓣覆盖区域功率分布，影响卫星可见性。
6.传统高轨导航接收机如：王猛,单涛,王盾.高轨航天器gnss技术发展.测绘学报，2020，49(9)：1158-1167.doi:10.11947/j.agcs.2020.20200170介绍了高轨gnss接收机的情况，提到“在高灵敏度信号跟踪技术方面，现有的主要技术手段主要借助于传统锁相环(pll)和锁频环(fll)跟踪弱信号跟踪能力，未通过接收天线极化方式角度考虑提高系统性能。
7.普通双极化接收机大多用来解决地面反射多径信号对主信号的影响，如：sgammini,matteo&caizzone,stefano&iliopoulos,andreas&hornbostel,achim&meurer,michael.(2016).interference mitigation using a dual-polarized antenna in a real environment.10.33012/2016.14798介绍了一种双极化接收机用于地面干扰抑制。dinesh manandhar,ryosuke shibasaki and per-ludvig normark，gps signal analysis using lhcp/rhcp antenna and software gps receiver，proceedings of the 17th international technical meeting of the satellite division of the institute of navigation(ion gnss 2004)介绍了一种通过利用信号经地面反射后信号的极化方向会改变原理，通过左旋天线接收反射信号来抑制多径干扰的接收机，没有将右旋信号作为有效导航信号处理，补充用于导航定位的处理方式。
8.上述单纯使用右旋天线的方式，由于天线本身的极化隔离，无法接收gnss旁瓣信
号左旋部分，不能充分理想信号能量的空间分布。


技术实现要素：

9.本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供了一种高可用性高轨gnss接收系统及方法，通过硬件设计改进并配合接收算法改进两种方式改善了高轨gnss接收性能，使卫星在高轨条件下对bds信号的可见性提高20％，在同样可见度条件下，使接收机灵敏度需求降低2db，改善了高轨条件下gnss接收机的可用性。
10.本发明的技术解决方案是：一种高可用性高轨gnss接收系统，包括双极化天线、lhcp信号接收通道、rhcp信号接收通道、信噪比估计模块、数据融合选择模块、载波nco、码nco，其中：
11.双极化天线，用于同时接收导航卫星的lhcp信号和rhcp信号；
12.lhcp信号接收通道和rhcp信号接收通道的构成相同，均包括依次连接的低噪声放大器、下变频器、模数转换器、混频器、相关器和鉴别器；
13.信噪比估计模块，同时接收两个相关器输出的信号corr
l
(k)和corrr(k)，对corr
l
(k)和corrr(k)进行信噪比估计，获得两个噪声估计值送入数据融合选择模块；
14.数据融合选择模块，同时接收两个鉴别器输入的频率误差x
l
,xr，码相位误差x
lcode
,x
rcode
，以及信噪比估计模块输入的两个噪声估计值判定两路信号的信噪比是否超过设定门限，当两路信号中只有一路信噪比超过设定门限时，选择用超过设定门限一路的频率误差和码相位误差分别推动锁频率环和码环，获得载波频率控制字送至载波nco，获得码频率控制字送至码nco；当两路信号信噪比均超过设定门限时，则对频率误差和码相位误差进行融合，利用融合后的频率误差和码相位误差分别推动锁频率环和码环，获得载波频率控制字送至载波nco，获得码频率控制字送至码nco；
15.载波nco根据载波频率控制字产生本地载波同时送入两个混频器，码nco根据码频率控制字产生本地再生扩频码同时送入两个相关器。
16.进一步的，所述的对频率误差和码相位误差进行融合，具体为：
17.融合频率误差
18.融合码相位误差
19.进一步的，所述的两个相关器输出的信号corr
l
(k)和corrr(k)，具体为：
[0020][0021]
其中ai代表第i个接收信号的幅度，l和r分别对应lhcp信号和rhcp信号，t
coh
表示相干积分时间，f
l(k)
和n
fl
表示lhcp信号残留载波和lhcp信号噪声，f
r(k)
和n
fr
分别表示rhcp
信号残留载波和rhcp信号噪声，当环路稳定时
[0022]
进一步的，所述的两个鉴别器输入的频率误差x
l
,xr，具体为：
[0023][0024]
其中e
l
和n
l
分别表示左旋频率误差和左旋频率观测噪声，er和nr分别表示右旋频率误差和右旋频率观测噪声，观测噪声n
l
，nr功率通过信噪比估计模块根据实时信噪比估计获得。
[0025]
一种高可用性高轨gnss接收方法，包括：
[0026]
利用双极化天线同时接收导航卫星的lhcp信号和rhcp信号；lhcp信号接收通道和rhcp信号接收通道的构成相同，均包括依次连接的低噪声放大器、下变频器、模数转换器、混频器、相关器和鉴别器；
[0027]
接收两个相关器输出的信号corr
l
(k)和corrr(k)进行信噪比估计，获得两个噪声估计值
[0028]
接收两个鉴别器输入的频率误差x
l
,xr，码相位误差x
lcode
,x
rcode
，两个噪声估计值判定两路信号的信噪比是否超过设定门限，当两路信号中只有一路信噪比超过设定门限时，选择用超过设定门限一路的频率误差和码相位误差分别推动锁频率环和码环，获得载波频率控制字送至载波nco，获得码频率控制字送至码nco；当两路信号信噪比均超过设定门限时，则对频率误差和码相位误差进行融合，利用融合后的频率误差和码相位误差分别推动锁频率环和码环，获得载波频率控制字送至载波nco，获得码频率控制字送至码nco；
[0029]
载波nco根据载波频率控制字产生本地载波同时送入两个混频器，码nco根据码频率控制字产生本地再生扩频码同时送入两个相关器。
[0030]
本发明与现有技术相比的优点在于：本发明充分利用了gnss漏信号在高轨服务区域能力存在左旋和右旋分量且分布不连续性，通过双极化天线融合接收，融合了左旋和右旋双通道信号功率，做到双路信号充分融合，扩展了信号的可见性，提高了信噪比和系统连续性，提高了高轨gnss接收机性能和可用性，基于bds信号的可用性提高了20％，可广泛应用于高轨gnss接收机中。
附图说明
[0031]
图1为本发明系统的组成原理框图。
具体实施方式
[0032]
众所周知，所有gnss系统(gps，galileo，glonass，bds等)的发射天线均采用阵列天线设计，增益方向图针对地面用户优化，主瓣覆盖地区及地球周边3000km范围内用户，在天线波束角
±
22度内为信号主瓣，主瓣信号极化方式为rhcp，主瓣波束内信号稳定连续，所以传统gnss接收机均采用rhcp接收天线。由于发射天线设计在主瓣波束外(漏信号)未对信号极化方式进行优化，在同一旁瓣照射区域同时存在lhcp和rhcr分量，且各分量信号能量
分布不规律。
[0033]
本发明改进了传统高轨gnss接收机结构，在传统右旋圆极化(rhcp)接收天线上增加左旋圆极化(lhcp)口，并通过独立的低噪放和接收通道将lhcp信号和rhcp信号同时送入信号处理单元完成信号的捕获、跟踪、伪距测量和导航定位工作。
[0034]
本发明的主要思路是通过单天线同时接收lhcp信号和rhcp信号，在信号处理端对左右旋两路信号特性融合处理，提高系统的连续性。
[0035]
由于左旋信号和右旋信号载波相位不同，所以无法在pll跟踪条件下进行切换，但是两路信号频率和调制的扩频码相位有较好的一致性，为了改善连续性，本发明通过双极化天线配合自主融合切换锁频环+码环提升了系统灵敏度。
[0036]
如图1所示，为本发明gnss接收系统的组成原理框图，其包括双极化天线、双路lna(低噪放l、低噪放r)、双路通道部分(包括通道l、通道r、模数转换l、模数转换r)、双路混频器(混频l、混频r)、双路相关器(相关器l、相关器r)、双路鉴别器、信噪比估计模块、数据融合选择模块、锁频率环、码环、载波nco、码nco。
[0037]
双极化天线同时接收lhcp信号和rhcp信号(后续对应的处理器件用l和r进行区分)，对于lhcp信号(左旋信号，l路)，依次经过低噪放l进行低噪声放大，通道l进行下变频操作，ad_l进行模数转换后，得到数字中频信号s
il
(k)＝a
il
cos(2πf
l
k)ci(k)到达混频器l，同理rhcp信号(右旋信号，r路)，依次经过低噪放r进行低噪声放大，通道r进行下变频操作，ad_r进行模数转换后，得到数字中频信号s
ir
(k)＝a
ir
cos(2πfrk)ci(k)到达混频器r。其中，参数ai代表第i个接收信号的幅度，f代表中频频率，ci代表第i个接收信号的扩频码，k代表时刻，l和r分别对应lhcp信号和rhcp信号。
[0038]
在混频器l，将l路信号和载波nco产生的本地载波进行混频后获得0中频信号送入相关器l，在相关器l，l路0中频信号和码nco的本地再生扩频码进行相关处理后，得到iq相关值corr
l
(k)，同时送入l路的鉴别器和信噪比估计模块，l路鉴别器对输入的信号进行鉴频后，得到双极化天线l路频率误差x
l
，送入数据融合选择模块。同理，在混频器r，将r路信号和载波nco产生的本地载波进行混频后获得0中频信号送入相关器r，在相关器r，r路0中频信号和码nco的本地再生扩频码进行相关处理后，得到iq相关值corrr(k)，同时送入r路的鉴别器和信噪比估计模块，r路鉴别器对输入的信号进行鉴频后，得到双极化天线l路频率误差xr，送入数据融合选择模块。
[0039]
其中t
coh
表示腺苷积分时间，f
l(k)
和n
fl
表示左旋残留载波和左旋信号噪声，f
r(k)
和n
fr
分别表示右旋残留载波和右旋信号噪声。
[0040]
当环路稳定时
[0041]
参数e
l
和n
l
分别表示左旋频率误差和左旋频率观测噪声，er和nr分
别表示右旋频率误差和右旋频率观测噪声，观测噪声n
l
，nr功率通过信噪比估计模块根据实时信噪比估计获得，计算方式不限，同时鉴频方式也不限。
[0042]
在信噪比估计模块，对输入的两路信号corr
l
(k)和corrr(k)进行信噪比估计，获得双极化信号的噪声估计值送入数据融合选择模块(幅度估计获得的信号比和频率估计误差正相关)。
[0043]
在数据融合选择模块，根据噪声估计值融合判断将观测量引入环路，实现无缝切换，获得优于x
l
和xr的融合频率误差x
rl
；
[0044][0045]
上式的原理是：
[0046]
假设左右旋两路相关器测量的结果分别为z0，z1，对应观测噪声标准差为σ0和σ1，融合的目的是通过两种观测两的线性组合获得z的最优观测量(信噪比最大)，设估计信号为
[0047]
左右旋两组观测的线性组合可以表示为：
[0048][0049]
观测方差为(两路观测独立)
[0050][0051]
将方差对k求导并将其等于0：
[0052][0053]
可以求得当时得到最优融合观测。
[0054]
所以
[0055][0056]
同时，在数据融合选择模块，还根据相关器输出相关值获得码相位误差，进行双极化码环误差融合计算，
[0057][0058]
其中n
lcode
，n
rcode
为左旋和右旋双极化观测噪声，其比例关系与n
l
，nr一致，x
lcode
、e
lcode
、x
rcode
、e
rcode
，分别表示左旋码相位误差，左旋码相位观测噪声，右旋码相位误差，右旋码相位观测噪声。
[0059]
采用与载波相同的处理方式获得最优码误差估计值x
rlcode
[0060][0061]
在锁频率环，利用得到的融合频率误差x
rl
，通过环路滤波器获得对应载波nco频率控制字送至载波nco。
[0062]
在码环，利用得到的码环融合误差x
rlcode
，通过环路滤波器获得对应的码频率控制
字送至码nco。
[0063]
码环滤波器、码nco，载波环滤波器与载波nco的实现方式与传统接收机保持一致。
[0064]
通过不断的更新频率控制字，跟踪环闭合，实现环路闭环。
[0065]
在融合过程中考虑左旋与右旋支路的信噪比估计对系统稳定性的影响，当信噪比估计较低时(根据不同的信号类型门限threshold可以调整)，则不把该路观测量引入到数据融合算法中，直接使用信噪比较高支路的鉴别误差推动环路。
[0066]
本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。