专利名称：：利用码轨道型标尺和读出头的感应电流式绝对位置传感器的制作方法
技术领域：
：本发明涉及一种绝对位置电子传感器，更具体地是采用多个感应耦合传感器绕组的传感器。目前可提供多种不同的运动或位置传感系统。这些传感器绝大多数能够敏感直线、旋转或角度运动。光学传感器通常有一个扫描装置和一个有光栅的玻璃尺。扫描装置通常包括光源、对光源的光进行准直的聚光透镜、刻度光栅的扫描板、和光电探测器。玻璃尺相对扫描装置移动。玻璃尺上的刻度线交替地与扫描板刻度光栅的线或间隔重合，产生周期的光强度起伏。光电探测器将周期性光强度起伏转变为电信号，然后对其进行处理，确定位置。光学传感器能够提供极高准确度的位置测量结果，特别在采用激光光源时。目前，为了提高效率，在车间而不是在无尘检测室，绝大多数的制造商宁愿采用手持式编码器和其它测量工具。然而，光学传感器对于污染是敏感的，因此，在大多数的制造或生产环境中，实际上不能广泛地使用。因此，为了使灰尘和油不落在光学传感器上，这些光学传感器需要采用昂贵有时还不可靠的环境密封装置，或者其它密封光学传感器的方法。此外，光源通常需要较大的电流。因此，电池供电的测量工具，如手持式编码器，通常不能采用光学传感器。电容式传感器吸取的电流极小。因此，非常适合于电池供电的测量工具。电容式传感器采用多块由平行板组成的电容器。在第一构件上安装发射器板和接收器板。将合适的电压发生和读出电路分别耦合到这些板上。每一块板形成一块电容器板。在相对移动构件或标尺上设置各个电容器的另一块板，作为许多空间分离板中的一块。当标尺相对第一构件移动时，发射器和接收器板与标尺上各块板电容性耦合。当标尺中的板相对发射器和接收器板移动时，读出电路检测到接收器板中电压的变化。然而，电容式传感器要求静止构件上的板与标尺上的板之间间隙很小。这么小的间隙对容限的要求严，因而增加了制造的成本。另一方面，电容式传感器对污染物，尤其是电介质流体(如油)和导电流体(如水或冷却剂)敏感。因此，与光学传感器一样，在许多环境中电容式传感器也需要昂贵又不可靠的密封装置。磁性传感器对油、水和其它流体所引起的污染是不敏感的。磁性传感器(例如，SonyMagnescaleencodersTM)采用一个探测磁场的读出头和一个有选择地被周期性磁场图案磁化的铁磁标尺。当标尺移动时，读出头通过检测磁性标尺图案中的磁场变化来确定位置。然而，磁性传感器会受被吸到磁化标尺上的小颗粒，尤其是铁磁颗粒的影响。因此，与电容和光学传感器一样，磁性传感器也必须密封或者加其它的保护，以阻止灰尘减小其有效性。电感传感器对于切削润滑油、水或其它流体是不敏感的，对灰尘、铁磁粒子等也是不敏感的。电感传感器(例如INDUCTOSYN型传感器)在一个构件上采用多个绕组，如在一块印刷电路板上重复一连串平行的发夹式线圈。多个绕组产生变化的磁场，由另一个构件上类似的绕组接收该磁场。在第一构件绕组中流动的交变电流产生变化的磁场。由第二构件接收的信号随两个构件间的相对位置周期性地变化。因此，采用合适的电路能够确定两个构件间的相对位置。然而，这两个构件都是有源的，故这两个构件要与其各自的电路电耦合。两个电耦合的构件增加了制造和安装的成本。另一方面，由于电感传感器需要使两个构件电耦合，电感传感器难以装入手持式装置中，如卡尺。此外，在旋转编码器的情况中，移动的构件是通过滑动环连接的，这增加了编码器的成本并降低了其可靠性。几种常用的编码器试图提供一种对污染物不敏感的制造成本比上述光学、电容、磁性或电感式传感器低的运动或位置传感器。Howbrook的美国专利号为4697144、Dreoni的美国专利号为5233294、Ichikawa的美国专利号为4743786、以及Thatcher的英国专利申请号为2064125的专利给出了检测无源或非激励构件与激励构件之间位置的位置检测装置。这些传感器取消了两个移动构件之间的电耦合。然而，它们通常不能提供足够精细的传感器，以与常用传感器，如光学或电感编码器所提供的高准确度相匹配。它们还具有其它缺点，如测量的范围有限、成本高、结构较为笨重和/或固有的信号强度弱。为了提供足够的信号强度，无源构件最好是产生强磁场的铁磁性构件。另一方面，无源构件在集中有源构件所产生磁场的庞大结构中移动。此外，在很多不同的应用(如低功率手持测量工具)或要求准确度至少在10微米量级的直线、旋转、角度及其它类型的位置传感应用中，不能采用这些传感器。Auchterloie的专利号为4893077的美国专利描述了一种采用几个电感传感器直线轨道的绝对位置传感器。该传感器的每条轨道的波长或频率略有差别。传感器中的电路分析轨道之间的相位差，确定读出头的绝对位置。已知的类似系统，如Andermo的专利号为4879508和5023599的专利，采用了多个电容元件轨道的电容传感器。然而，Auchterlonie和Andermo的绝对位置传感器也存在上述的电感和电容式传感器的一般问题。Howbrool的传感器采用几种线圈节距(每个节距代表相位变化360°)利用无源构件以类似方式提供绝对位置。然而，这种传感器只能在有限的范围中确定无源构件的绝对位置。另外，对于大多数应用，这种传感器不能提供足够的准确度。HEIDENHAHN的几种产品采用由光电探测器和标尺构成的光学传感器。标尺具有识别相对标尺粗略绝对位置的光学标识。然而，HEIDENHAHN的有些产品要求以高准确度定位和识别标识。以高准确度对标识定位需要成本高的制造技术。在任何情况下，这些光学传感器也存在上述的污染灵敏度和功耗的同样限制。Crane的专利号为5027526的美国专利描述了读出印制在卷尺上的条形码图案的光学传感器。这种条形码图案为标准的5个条形码符号中间隔2个，在开始和结束条形码图案之间对几个数字编码。这几个数字又与卷尺的粗略绝对位置相对应。电路读出条形码符号，并将其转变为代表卷尺绝对位置的数字。根据卷尺鼓的位置，时钟信号确定精细位置测量结果。然而，这种传感器也存在上述光学传感器的一贯问题。此外，这种传感器并不是在每个位置上都是真正的绝对传感器，因为需要通过与条形码一样长的距离作扫描运动，以得到或更新绝对位置测量结果。这就使它不能用于许多应用。因此，所需的这种绝对位置传感器系统应当(1)对于油及铁磁粒子这类污染物不敏感；(2)适合于多种不同的应用，包括长距离的测量应用和低功率的应用；(3)是准确的；(4)与上述的传统传感器相比，其造价相对低廉；(5)提供绝对位置输出信号。直到目前为止还未能提供至少有这五点好处的传感系统。因此，本发明提供一种对污染物不敏感的绝对位置传感器。本发明进一步提供一种适合于多种不同应用的绝对位置传感器，包括电池供电和/或旋转传感器。本发明还提供一种造价相对低廉的绝对位置传感器。本发明再提供一种准确的绝对位置传感器。本发明的绝对位置传感器是一种直线或旋转编码器这类高准确度应用的感应传感器系统。其高准确度在10微米的量级或读出头位移具有更好的准确度和分辨率。本发明的绝对位置传感器采用两个相互间相对移动的构件。第一个有源构件在第二个无源构件中感应涡流。第二无源构件上未连接外部电源或电引线。第一构件包括至少一个产生磁场的有源发射器和至少两个接收所产生磁场的接收器。在实施例1中，两个接收器的波长相近，但是是不同的。因此，在给定的位置上两个波长之间的相位差限定了比任何一个波长都长得多的粗波长。第二个无源构件包括至少两组无源磁通量调制元件，根据其相对两个接收器的位置调制所接收的磁场。与发射器和接收器耦合的电子电路比较两个接收器的输出，评价两个构件间的绝对位置，在显示器上显示位置。本发明的电感式绝对位置传感器确定两个构件间的绝对位置。利用例如印刷电路板技术，已经廉价地制造出本发明的电感式绝对位置传感器。很容易形成第一与第二构件间的间隙，并且可以作相当大的变化而不会明显降低准确度。这降低了制造容限要求，从而能够更廉价地制造电感式绝对位置传感器。此外，本发明的电感式绝对位置传感器对于包括铁磁粒子在内的颗粒污染物以及油、水或其它流体不敏感。结果，电感式绝对位置传感器不用昂贵的环境密封装置制造，同时可以在大多数的车间环境中使用。本发明的电感式绝对位置传感器，其脉冲驱动电路使传感器消耗很少的电能。因此，容易装入手持式电池供电的测量工具中。更具体地说，本发明的电感式绝对位置传感器有一个磁场源，较佳地包括一个交变电流源。该交变电流源耦合到至少一条导电路径上。至少一条导电路径基本封闭磁通量区域。磁场源在该磁通量区域中产生可变的磁通量。位于磁通量区域中的第一和第二敏感导体都有一个磁通量接收区的规定周期图案并沿测量轴排列。根据变化的磁通量，每个敏感导体至少在一个输出端上产生电动势(EMF)。第一和第二敏感导体中每个规定周期图案的一个周期分别限定第一和第二波长。每个敏感导体中的周期图案较佳地具有多个第一和第二交变环路。根据变化的磁通量，每个第一环路产生第一极性的第一EMF。同样，根据变化的磁通量，每个第二环路产生第二极性的第二EMF。在每个第一和第二敏感导体中，第一环路和相邻的第二环路分别限定第一和第二波长。第一和第二波长是相近的，但是不相等。因此，第一和第二波长间的关系产生比第一或第二波长中任何一个波长都长得多的第三粗波长。支撑构件具有规定形状的第一和第二组磁通量调制器，并规则地沿支撑构件以第一和第二预定间隔定位。磁通量调制器可定位在磁通量之中。磁通量调制器既可以是磁通量削弱器，也可以是磁通量增强器。磁通量削弱器是由导电材料制成的。磁通量在位于磁通量区域中的磁通量削弱器中产生涡流。涡流削弱(破坏)接近磁通量削弱器的磁通量。第一和第二组磁通量削弱器分别位于第一和第二敏感导体的第一和第二波长上。由磁通量削弱器和相邻的空间限定磁通量削弱器的波长。从第一位置到第二位置，第一和第二组磁通量削弱器相对第一和第二敏感导体移动。在第一位置上，第一和第二敏感导体的第一环路接近第一和第二组磁通量削弱器中至少一个磁通量削弱器。因此，磁通量削弱器在每个敏感导体中产生第一交变EMF。在第二位置上，第一和第二敏感导体的第二环路接近第一和第二组磁通量削弱器中至少一个磁通量削弱器。因此，磁通量削弱器在每个敏感导体中产生第二交变EMF。将一个分析电路耦合到第一和第二敏感导体上。分析电路确定第一和第二敏感导体相对第一和第二组削弱器的绝对位置。根据第一和第二敏感导体的各个输出端上产生的第一和第二EMF，分析电路确定绝对位置。本发明的电感式绝对位置传感器的实施例2有一个构件，其至少一条导电材料路径产生变化的第一磁通量。在这个构件上形成一组码敏感导体，并排列在磁通量中，根据变化磁通量至少在一对输出端上产生EMF。支撑构件包括一组磁通量削弱器和空间，形成二进码元。即，每个削弱器和削弱器之间的空间限定一系列二进码位的一个。可以将二进码位分组成二进码字。每个二进码字限定一个沿测量轴的特定绝对位置。一组磁通量削弱器可在磁通量中移动。变化的磁通量在磁通量削弱器中产生涡流削弱接近磁通量削弱器的磁通量。沿测量轴从第一位置到第二位置，码敏感导体组和码元相互间作相对移动。在第一位置，码敏感导体组接近第一组磁通量削弱器和空间。这个第一组削弱器和空间在码敏感导体中产生第一组交变EMF。第一组交变EMF限定第一码字。在第二位置，码敏感导体组接近第二组磁通量削弱器和空间。这个第二组削弱器和空间在码敏感导体中产生第二组交变EMF。第二组交变EMF限定第二码字。第一和第二码字限定敏感导体相对磁通量削弱器和空间组(包括码元)的第一和第二绝对位置。这个绝对位置的准确度与码元的节距有关。码敏感导体较佳地包括至少一个由导体路径形成的传感器元件，导体路径至少有第一码环路和第二码环路，根据变化的磁通量产生第一和第二相反极性信号分量。当磁通量削弱器接近第一或第二码环路时，每个传感器元件能够检测码元工作组中至少一个磁通量削弱器。接近磁通量削弱器的码敏感导体组中的每个传感器元件接收对应于码元相对位置的交变磁通量。这产生相应的交变EMF信号，形成至少一部分相应的第一或第二码字。本发明解决了传统传感器的固有问题，提供一种高准确度的绝对位置传感器，即(1)对油和颗粒这类污染物不敏感；(2)适合于范围很宽的不同应用；(3)在展宽的范围内提供高的准确度；(4)与传统传感器相比，制造成本相对低廉。从以下对较佳实施例的详细描述中，本发明的这些及其它特征和优点将更加清楚。参考以下附图详细说明本发明的较佳实施例，其中图1是利用削弱器型调制器，采用本发明基本传感原理的增量测量型电子卡尺的分解等量图。图2是图1所示电子卡尺沿2-2线的截面图。图3是表明电感式位置传感器采用本发明基本传感原理的增量读出头的发射器绕组和接收器绕组以及相应削弱器标尺构件分布的平面图。图4是表明图3一个接收器绕组的交替环路的平面图。图5A是表明标尺耦合到接收器绕组的第一部分，接收器绕组与标尺重叠的平面图。图5B是表明标尺耦合到接收器绕组的第二部分，接收器绕组与标尺重叠的平面图。图5C是当接收器绕组相对标尺位置移动时表明接收器绕组的输出信号幅度和极性的波形图。图6是精细波长信号的输出幅度和极性相对位置的波形图。图7是具有三组发射器和接收器绕组和三个标尺部分的电感式绝对位置传感器的第一较佳实施例的平面图。图8是描绘波长略有不同的两个传感器绕组的电压幅度和极性与相对位移的波形图。图9是本发明电感式绝对位置传感器的较佳实施例1的电路方框图。图10是表明图9所示电路产生的各个信号的时序图。图11是表明图7所示电路的信号收集与处理操作的时序图。图12是利用本发明电感式绝对位置传感器的较佳实施例1确定绝对位置方法的流程图。图13是收集精细和粗略位置信号方法的更详细的流程图。图14是确定接收器绕组两相位间相位角方法的更详细的流程图。图15是从图9所示电子电路传感器发射和接收信号方法的更详细的流程图。图16是本发明电感式绝对位置传感器的较佳实施例2的平面图。图17是图16所示的标尺和码传感器接收器绕组的部分放大平面图。图18是本发明较佳实施例2的标尺和码轨道的平面图。图19是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例3二进码传感器读出头的平面图。图20是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例3二进码标尺的部分平面图。图21是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例4二进码标尺的平面图。图22是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例4的8位二进码标尺和读出头的平面图。图23是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例4二进码标尺的部分平面图。图24是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例2-4的电子电路较佳实施例2的方框图。图25是用图24电子电路执行信号收集与处理步骤的时序图。图26是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例2、3和4所用的8位码的图案。图27是与图26的8位码图案相对应的查找表。图28是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例5的平面图。图29是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例5的放大平面图。图30是8位码轨道、八个码传感器元以及例举信号输出的部分平面图。图31是8位码轨道，八个传感器元向右移一位的部分平面图。图32是8位码轨道，八个传感器元向右移一位半的部分平面图。图33是本发明拥有三组发射器和接收器绕组和三个标尺部分的电感式绝对位置传感器较佳实施例6的平面图。图34是图33的读出头的平面图，示出第一层上接收器绕组导体的第一个半部分。图35是图33的读出头的平面图，示出第二层上接收器绕组导体的第二个半部分。图36是图33的读出头的平面图，示出第一层上发射器绕组导体的第一部分。图37是图33的读出头的平面图，示出第二层上发射器绕组导体的第二部分。图38是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例7的码轨道的平面图。图39是模拟信号处理电路的方框图。图40是模拟高/低信号幅度确定电路的电路图。图41是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例8的码轨道的平面图。图42是本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例8的码轨道变型的平面图。图43示出本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例9。图44和45示出本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例10，采用增量式精细波长传感器另一实施例。图46A-46C示出本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例11，这里精细波长传感器和二进标尺传感器是相互重叠的。图47A-47C示出本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例12，其精细波长传感器和二进标尺传感器也是相互重叠的。图48A-48D出本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例13，这里精细波长传感器和二进标尺传感器也是相互重叠的，且至少二进码标尺的磁通量调制器由绕组构成。图49示出本发明电感式绝对位置传感器的信号发生与处理电路中取样保持电路部分的较佳实施例2。图50示出本发明电感式绝对位置传感器的信号发生与处理电路中取样保持电路部分的较佳实施例3。图51示出本发明电感式绝对位置传感器的信号发生与处理电路中取样保持电路部分的较佳实施例4。图52示出本发明电感式绝对位置传感器的信号发生与处理电路中取样保持电路部分的较佳实施例5。图53示出本发明电感式绝对位置传感器的信号发生与处理电路中取样保持电路部分的较佳实施例6。为方便和清楚起见，本发明传感器绕组的工作原理、设计因数以及配置参考图1-3所示的卡尺中所用增量测量型传感器进行说明。增量测量型传感器绕组工作原理的基本说明适用于理解和设计本发明绝对传感器中所用的构成绕组。如图1所示，电感式卡尺100包括一根长梁102。该长梁102是一个通常为长方形截面的坚固或半坚固棒。在长梁102的上表面形成一条槽106。细长的测量尺104牢固地接合在长梁102的槽106中。槽106是在长梁102中深度等于测量尺104厚度上形成的。因此，测量尺104的上表面与长梁102的上部边缘几乎是共面的。在长梁102的第一端112附近一体地形成一对横向凸出的固定叉头108和110。在游标组件120上形成一对相应的横向凸出移动叉头116和118。将物体置于叉头108和116的一对接合表面114之间，可测量该物体的外部尺寸。同样，将叉头110和118置于物体内，可测量该物体的内部尺寸。调节叉头110和118接合表面122的位置，使之与被测物体的表面接触。调节接合表面122和114的位置，使得叉头108和116的接合表面114在相互接触时，叉头110和118的接合表面122相互对准。在这个位置，即在零位(未示出)上，用卡尺100测量的外部尺寸和内部尺寸都应当为零。卡尺100还包括一个附着在游标组件120上的深度棒126。深度棒126从长梁102纵向伸出并终止在接合端128。深度棒126的长度是这样的，当卡尺100处于零位置时，接合端128与长梁102的第二端132齐平。通过使长梁102的第二端132搁在其上形成孔的表面上并使深度棒126延伸到该孔中直至接合端128接触孔的底部，卡尺100能够测量孔的深度。无论是用外部测量叉头108和116、内部测量叉头110和118或是深度棒126进行测量，测得的尺寸均显示在常规数字显示器138上，该显示器安装在卡尺100的盖板139中。在盖板139中还装有一对按纽开关134和136。开关134控制游标组件120的信号处理和显示电子电路166的接通和切断。用开关136使显示器138复位到零。如图1所示，游标组件120包括一个带有引导边142的底板140。当游标组件120跨在长梁102上时，引导边142接触长梁102的侧边146。这能够保证卡尺100准确地操作。一对螺丝147使弹性压力棒148压向长梁102的配合边，以消除游标组件120与长梁102之间的自由晃动。将深度棒126插入到长梁102底侧上形成的深度棒槽152中，深度棒的槽152沿长梁102的底侧延伸，给深度棒126提供间隙。深度棒126被终点挡板154维持在深度棒的槽152中。终点挡板154在第二端132被附着在长梁102的底侧。终点挡板154还阻止游标组件120在操作期间不当心在第二端132从长梁102上脱开。游标组件120还包括一个安装在长梁102上方基板140上的传感器组件160。因此，基板140和传感器组件160作为一个单元移动。传感器组件160包括一块基板162，如一般的印刷电路板。在基板162下表面上装有一个感应读出头164。在基板162的上表面上安装有信号处理和显示电子电路166。在盖板139与基板162之间压入一个弹性密封件163，防止信号处理和显示电子电路166污染。如图2所示，用一个薄的耐久的绝缘涂层167覆盖读出头164，涂层的厚度约为50微米是较佳的。标尺104包括一块长的印刷电路板168，作为其主传感元件。如图1所示，以周期图案沿印刷电路板168间隔开一组削弱器170。削弱体170较佳地用铜构成。尽管可以采用多种其它的制备方法，但是用一般的印刷电路板制造技术形成削弱器170是较佳的。如图2所示，有一层保护绝缘层172(较佳地，至多100微米厚)覆盖削弱器170。保护层172可以包括印刷划线，如图1所示。游标组件120载有读出头164，在绝缘涂层167与172之间形成空气间隙171，该间隙使游标组件120与长梁102略微分开。空气间隙较佳地在0.5mm量级。读出头164和削弱器170一起形成一个电感传感器。电感传感器和有关电路较佳地具有这里引作参考的申请号为08/441769的美国专利中所揭示的合适类型。卡尺100能够采用其它低功率电子电路技术，如申请日为1996年4月17日、申请号为60/015707的临时美国专利中所揭示的技术。在本发明中，由读出头164和削弱器170构成的电感传感器在图1-3所示的卡尺中通过产生变化的磁场进行工作。变化的磁场在置于该变化磁场的削弱器中产生涡流。例如，一个削弱器170置于电磁铁的极面之间。两极面之间的磁场随时间变化，例如当由交变电流驱动电磁铁时。然后，在削弱器170中穿过任何闭合环路的磁通量也将变化。结果，在闭合环路上感应电动势(“EMF”)。由于削弱器170是一个导体，产生的涡流值等于EMF除以形成削弱器170材料的环路电阻。这个涡流通常是在变压器磁心中产生的。在变压器中，这种涡流是不希望有的，因为涡流会导致功耗并产生必须耗散的热。然而，在本发明中，已经应用存在的涡流来提供有益的结果。图3更详细地示出读出头164的截面图。读出头164较佳地是由5个基本共面的导体180-184构成的。2个导体181和182形成第一接收器绕组178。另外2个导体183和184形成第二接收器绕组179。第一和第二接收器绕组178和179位于基板的中心并以重叠的方式在基板162上延伸。第一和第二接收器绕组178和179各自以正弦图形排列并具有相同的波长。导体181从端子185延伸到互连端子189a，在这里它被连接到导体182。而导体182反向延伸到端子187。导体181和182形成第一接收器绕组178，限定多个正弦形的环路191。以同样的方式，导体183从端子188延伸到互连端子189b，在这里它被连接到导体184。然后导体184反向延伸到端子186。导体183和184形成第二接收器绕组179，也限定多个正弦形的环路192。环路192与第一接收器绕组178形成的环路191偏移环路的四分之一或二分之一波长。在图3中，所示的导体181-184在基板162的同一表面上。然而，每个导体181-184的另一半波长部分实际上是在基板162的不同层面上。因此，绕组178和179相互并不物理接触。同样，每个绕组178和179在图案中部的“交叉”点上也相互不物理接触。然后，每个导体181-184的半个波长部分是通过穿过基板162延伸的馈通190连接至同一导体的另一半波长部分。而导体181-184不在基板162的同一表面上，导体181-184位于一层薄区内。即基板162上绕组178和179的最顶层与基板162的最底层之间的距离最小。因此，导体181-184接近于共面。第二接收器绕组179与第一接收器绕组178基本相同，区别只是空间相位偏差。因此，以下的讨论将主要集中在第一接收器绕组178上。应当明白，以下的讨论同样适用于第二接收器绕组179。第五绕组180是一个发射器绕组，也位于该薄区内，大致上包围了第一和第二接收器绕组178和179。发射器绕组180也是由基板162层面或表面上的导体形成的。发射器绕组180也是用传统的印刷电路板制造技术形成的。发射器绕组180的长194和宽195足以包围第一和第二接收器绕组178和179。除了另有规定外，图3和4中的测量结果限定为相对测量轴300得到的。“长”通常指平行于基板162平面内的测量轴300延伸的尺寸，“宽”通常指垂直于测量轴300延伸的尺寸。由第一接收器绕组178形成的两个相邻环路191或由第二接收器绕组179形成的两个相邻环路192之间的跨距被定义为读出头164的节距或波长193。单个环路191或192所跨的距离等于波长193的二分之一。每个削弱器170所跨的距离302较佳地也等于波长193的二分之一。第一接收器绕组178与第二接收器绕组179之间偏移四分之一波长，产生相位相差90°的信号。因此，可以观察读出头164相对标尺104的移动方向。此外，削弱器170的一边到相邻削弱器170相应边所跨的距离304较佳地与波长193相等。应当明白，如果所有的削弱器基本是相等的，那么边与边的距离304可以是波长193的任何整数倍数“K”。在后面的情况中，较佳地，每个接收器绕组的长度为波长193的“N*K”倍，这里N也是一个整数。如图4所示，第一接收器绕组178具有正弦图案的环路191。第一接收器绕组178是由导体181和182按正弦或锯齿图案先从一个方向伸展然后从相反方向延伸所形成的。因此，导体181和182相互物理(但是不是电学)交叉，形成环路191。另一方面，通过以正规增量沿环路顺时针或逆时针扭转绝缘线环路180°，能够产生环路191。第二接收器绕组179的构造与第一接收器绕组178相同。环路191的交叉结构的结果，相邻的环路191具有不同的有效绕组方向。流过发射器绕组180的交流电流产生均匀的随时间变化的磁场，穿过第一接收器绕组178延伸。随时间变化的磁场在第一接收器绕组178中产生电动势(EMF)或随时间变化的电流。由于相邻的环路191是以相反的方向环绕的，在相邻环路191中产生的EMF和电流具有相反的极性，在图4中以“+”和“-”符号表示。每个环路191的封闭区的面积基本相等。因此，如果“+”环路191a的数目与“-”环路191b的数目相等且环路191接收均匀的磁场，那么，在第一接收器绕组178的端子185和187上，磁场感应的净EMF为0。对于第二接收器绕组179，情况也是如此。如果标尺104上的削弱器170或任何其它导电物体移动靠近读出头164，发射器绕组180产生的磁场在削弱器170或其它导电物体中感应出涡流。因此，在削弱器附近产生的磁场与发射器绕组180产生的磁场相抵消。因此，涡流产生反向的磁场，该磁场减弱接近削弱器170的发射器磁场。结果，第一接收器绕组178接收的磁通量在空间上被改变或被削弱。只要削弱不是同等地影响“+”环路191a和“-”环路191b，接收器绕组178输出一非零的EMF信号。因此，输出端子185与187之间的EMF将随导电削弱器170从邻近“+”环路191a移动到邻近“-”环路191b而改变极性。削弱器170的尺寸较佳地不等于波长193。例如，如果削弱器170的长度302等于波长193，削弱器170的宽度等于宽度195，那么，不论削弱器170在测量轴300上相对环路191位于何处，它将削弱相邻“+”环路191a和“-”环路191b相等面积上的发射器磁场。结果，从接收器绕组178输出的EMF信号的幅度常常为0。此外，接收器绕组178的输出对于物体相对环路191的位置是不敏感的。即，无论削弱器170在测量轴上的位置在何处，输出均为0。由于这种几何关系不产生有用信号，因此削弱器170的尺寸较佳地应不等于波长193。削弱器170的长度可以大于一个波长193。然而，由于削弱器中等于整个波长193的部分对有用信号强度不产生作用，因此，削弱器170的长度较佳地是小于一个波长193。如果削弱器170的长度不等于一个波长193或者波长193的整数倍数，那么，在大多数位置中将削弱环路191不相等的“+”和“-”面积。因此，信号输出对削弱器170相对环路191的位置是敏感的。当削弱器170的长度等于二分之一波长193时，信号输出具有最大幅度，信号输出幅度随位置而变化。当削弱器170的长度为1/2波长193时，削弱器170将周期性地覆盖整个“+”环路191a或是“-”环路191b，但是不会覆盖相邻的“-”环路191b或“+”环路191a的任何部分。因此，长为1/2波长的削弱器170可能产生最强的信号。如图3所示，削弱器170是以一个波长193的节距(一条边与相邻的相应边之间的距离)排列在标尺104上。因此，连续排列的削弱器170之间间隔1/2波长193。削弱器170较佳地应具有高的电学导电性，但不是铁磁体。因此，削弱器170不会被磁化和吸引铁磁粒子。如图1所示，在较佳实施例1中，标尺104的长度超过读出头164的长度。因此，标尺104的长度确立卡尺100的测量范围。在卡尺100的较佳实施例1中，第一接收器绕组178的环路191较佳地被置于发射器绕组180内部的规定区域中。发明人已经实验确定，发射器绕组180产生的磁场强度随到发射器绕组180导体的距离迅速减小。然而，发明人还经实验确定，在发射器绕组180的内部区域中，到发射器绕组180导体的距离超过一定范围时，磁场接近为均匀值。因此，这个特定距离限定了相对均匀磁场区的周边。磁场变为均匀的距离是绕组几何尺寸的函数。因此，为了提高本发明电感式传感器的准确度，环路191和192的间隔较佳地为离开发射器绕组180该特定距离。第一和第二接收器绕组178和179的环路191和192整个都位于相对均匀磁场区域内则更好。在例举的一个实施例中，削弱器170、接收器绕组178和179、发射器绕组180的尺寸如下接收器绕组的波长＝0.200英寸；削弱器的长度＝0.100英寸；削弱器的宽度＝0.490英寸；发射器绕组的宽度＝0.400英寸；接收器绕组的宽度＝0.340英寸；1/4接收器波长＝0.050英寸；发射器绕组的长度＝1.950英寸。通过准确地平衡和交替地交插“+”环路191a和“-”环路191b，第一接收器绕组178在不存在削弱器170时的输出通常为0。同时，使交替的“+”环路191a和“-”环路191b相互直接相邻，当削弱器170沿测量轴300移动时，在每个接收器绕组的输出端提供一连续信号。这些设计因数使卡尺100具有高的信号-噪声比。因此，这些特点使测量具有高的准确度。读出头164和标尺104的上述几何关系保证了卡尺100的传感器是高度准确的。另外，卡尺100的读出头164的上述几何关系大大减小了垂直于测量轴300在读出头164宽度上的非均匀发射器磁场的作用。上述的几何关系还抑制了外加磁场由于本发明电感式传感器平衡“差分探测”造成的“共模误差”。卡尺100的电感传感器的准确度在很大程度上取决于读出头164和标尺104的设计和构造的细致程度。图5A-5C示出感应卡尺100工作的一个例子。当标尺104及其削弱器170(用点划线示出)相对发射器180和第一接收器绕组178移动时，削弱器170覆盖了全部“+”环路191a而没有一个“-”环路191b，改变“+”环路191a和“-”环路191b的比例，或是覆盖全部“-”环路191b而没有一个“+”环路191a。图5A示出削弱器170覆盖第一接收器绕组178的所有“-”环路191b而没有一个“+”环路191a。发射器绕组180与削弱器170感应耦合，在削弱器170中感应产生涡流。结果，削弱器170产生的磁场与穿过“-”环路191b的发射器磁场相抵消。因此，穿过“-”环路191b的净磁通量小于穿过“+”环路191a的净磁通量。“-”环路191b产生的感应EMF小于“+”环路191a产生的感应EMF。因此，第一接收器绕组178在其输出端子185和187上产生净“正”极性的电流和电压。由于发射器绕组180产生随时间变化的磁场，输出信号也随时间而变化。随时间变化的输出信号相对输入信号的幅度和极性可表示读出头164与标尺104之间的相对位置。图5C示出当标尺104的位置相对读出头164变化时输出信号幅度和极性是如何变化的。在图5C所示的波形中，初始峰值是第一接收器绕组178输出端子185与187上正极性幅度输出的一个例子。极性表示随时间变化的输出信号相对输入信号的时间相位。输出信号的极性相对于输入信号或是同相或是反相(相位差180°)。图5B示出移动标尺104使削弱器170覆盖所有“+”环路191a而没有一个“-”环路191b的情况。在这个相对位置上，在削弱器170中产生的感应电流抵消了穿过“+”环路191a的发射器磁场的磁通量。因此，“-”环路191b产生的感应EMF比“+”环路191a的大。第一接收器绕组178在其输出端子185和187上产生净负极性的电流和电压。在图5C中所示的波形中，初始的波谷是第一接收器绕组178的输出端子185和187上负极性幅度输出的一个例子。当削弱器170完全重叠“-”环路191b时，如图5A所示，产生的输出信号具有最大正幅度值，如图5C波形中波峰所示。相反，当削弱器完全重叠“+”环路191a时，如图5B所示，产生的输出信号具有最大负幅度值，如图5C波形中的波谷所示。当削弱器170在图5A所示位置与图5B所示位置之间沿测量轴300移动时，图5C波形的幅度连续变化。具体地说，当削弱器与各个“+”环路191a和“-”环路191b严格重叠1/2时，图5C波形的幅度为0。从这个位置起，当削弱器170移动越来越靠近图5A或5B所示的位置时，接收器输出信号的幅度分别增大正负值。如图3所示，读出头164有两个相互间隔1/4标尺波长193的接收器绕组178和179。就是说第二接收器绕组179与第一接收器绕组重叠并偏移1/4标尺波长193。因此，第二接收器绕组179的每个“+”环路191a与第一接收器绕组178的一部分“+”环路191a和一部分“-”环路191b相重叠。同样，第二接收器绕组179的每个“-”环路191b与第一接收器绕组178的一部分“+”环路191a和一部分“-”环路191b相重叠。在基板162上或基板中的适当地方分别放置绝缘或交叉通孔，使第一接收器绕组178与第二接收器绕组179电隔离。通过使第一与第二接收器绕组178和179错开1/4标尺波长193，第一和第二接收器绕组的信号在空间上相差90度。就是说，从接收器绕组178和179输出的信号幅度限定与位置有关的正弦图案。具体说，第二接收器绕组179的正弦图案相对于第一接收器绕组178的正弦图案在空间上位移90°。结果，信号处理与显示电子电路166探测各个接收器绕组178和179信号之间的关系。通过分析这种关系，信号处理与显示电子电路166确定读出头164相对标尺104移动的方向。如上所述，根据读出头164相对标尺104的位置，绕组178和179输出信号的幅度按正弦方式变化。因此，信号处理与显示电子电路166由以下方程确定读出头164相对标尺104的位置p=tan-1(S1/S2)2πλ+nλ----(1)]]>式中p是位置；λ是标尺波长193；n是一个整数，表示位移的整个波长193的次数；S1和S2分别表示从接收器绕组178和179接收的输出信号的幅度和符号；“tan-1”是反正切函数，定义0与2π之间的角度与S1与S2之比的函数。根据表1，S1和S2的符号限定角度位于哪个象限。表1为了提高卡尺100的准确度和/或降低对接收器输出信号模拟信号处理电路的要求，读出头164可以包括三个或更多的重叠的接收器绕组。而拥有三个或更多的重叠接收器绕组的读出头164的制造难度更大，它与特定的信号处理技术相结合，能够提供比仅有两个重叠接收器绕组的读出头164更精确的位置读数。这样的多绕组读出头较佳地是采用同等相移，例如，绕组数为m个，相移为180°/m。利用已知的插入程序和仅有的一个接收器绕组，信号处理与显示电子电路166能够确定1/2波长193内的绝对位置测量结果。例如，如图6所示，信号处理与显示电子电路166通过分别比较点287和288处接收器信号的幅度和极性，能够区分1/2波长193内的第一位置d1和第二位置d2。点287的电压值为V1，而点288的电压值为V2。位置d3对应于图6所示的接收器信号的点289。点289具有与点287相同的电压值V1。因此，利用插入方法，信号处理与显示电子电路166不能确定第一位置d1与第三位置d3之间的相对位置差。本发明的标尺104、读出头164或其它工具可以采用传统技术制备。例如，可以采用已知的印刷电路板技术(在坚固或柔性的基板上)通过在印刷电路板基板上形成发射器绕组180和接收器绕组178和179而制备读出头164。为了防止接收器绕组在交叉点上发生短路，在接收器绕组178和179相互交叉的环路191和192之间必须提供合适的绝缘。利用已知的印刷电路板技术同样能够制备标尺104。磁通量削弱器170是淀积在印刷电路板基板上的铜箔条。除了铜以外可以采用其它电导率高的材料作为磁通量削弱器170，如铝、铬、银或金。典型的印刷电路板可采用玻璃纤维增强塑料，如FR4材料。标尺104的尺寸稳定性影响本发明电感式绝对位置传感器的总准确度。因此，对于高准确度应用，较佳地采用更稳定的标尺基板，如采用玻璃、石英、钢、殷钢或陶瓷。钢或殷钢是导电材料。然而，它们的导电性比铜差。铜材磁通量削弱器170与钢或殷钢基板116之间的电导率之差足以提供接收器绕组178和179之间的差别，当标尺104相对读出头164移动时，产生变化的输出。在有些情况下，将形成磁通量削弱器170的一块或多块金属板层叠或粘附到形成基板的柔性金属卷尺上是有用的。金属板是一种不同于柔性卷尺金属的金属。例如，可以将金属板胶着在金属卷尺上，将金属卷尺安装在要测量其位置的固定物或工件上。另外，对于特定测量，可以将金属卷尺缩进或卷起，以储存这部分不用的金属卷尺。通过将包含磁通量削弱器170的基板固定到钢板或其它尺度稳定的基板或支撑体上，能够进一步提供尺度稳定性。磁通量调制器170既可以是磁通量削弱器也可以是磁通量增强元件，如这里全文引作参考的、1996年5月13申请的、申请号为08/645483和08/645490的、悬而未决的美国专利所述。同样，如08/645483和08/645490美国专利中所述，可以提供不同格式和结构的磁通量削弱和磁通量增强元件。图7示出本发明电感式绝对位置传感器200的较佳实施例1。该电感式绝对位置传感器200包括三个平行的传感器210、220和230。每个传感器的设计与工作基本上与图1-5的描述相同。三个传感器210、220和230中每个传感器分别包括发射器绕组212、222和232，以及两个重叠的接收器绕组214和216、224和226、234和236。每个传感器210、220和230还包括标尺218、228和238。标尺218、228和238是在电感式绝对位置传感器200的标尺构件202上形成的。每个标尺218、228和238包括多个磁通量调制器170。重要的是，传感器210、220和230的接收器绕组214和216、224和226、234和236的波长分别为λ1、λ2和λ3。同样，沿测量轴300测量，在各个标尺218、228和238上磁通量调制器170的长度219、229和239分别等于相应波长λ1、λ2和λ3的1/2。图7示出以波长λ3等间隔分开的几条垂直线A，虚线B表示半个波长的标识。垂直线A和虚线B提供目视参考，有助于表明波长λ1和λ2与波长λ3是如何不同的。较佳地，波长λ1等于2.54mm、波长λ2等于2.4094mm以及波长λ3等于2.56mm。可以用传感器210或是230提供精细波长测量。在毫米测量中，波长λ3(2.56mm)是较佳的，因为它允许进行简单数字计算。波长λ1(2.54mm)等于0.1英寸。因此，在英寸测量中采用它，它允许进行简单的英寸/毫米换算。波长λ1、λ2和λ3是相互接近的。因此，这些波长中两个波长之间的空间相位差要在比λ1、λ2和λ3中任何一个波长都长很多的空间长度上才变化360°一整周。因此，对于长距离测量，可以把具有不同波长的两个传感器(如传感器210、220和230中任何两个)的位置输出信息进行组合。在“中等波长”或“粗波长”上，根据空间“相位关系”计算结果，组合的位置信息提供绝对位置信息。这个“中”或“粗”波长相应于相对空间相移360°，是从两个传感器的空间波长导出的。这个“中”或“粗”波长比单单用传感器210、220和230中任何一个所能获得的绝对测量范围都长得多。当两个传感器的空间波长相似地增大时，由两个传感器信号导出的相位差要在很长的“相位关系”波长上才变化360°一整周。这就相当于绝对测量范围更大。允许的传感器210、220和230波长之间的实际关系，也就是装置的整个绝对测量范围取决于三个波长/传感器的每一个测量精确度。各个传感器测量精确度高表示能够以几分之一传感器波长的分辨率精确地确定位置。“插值比”描述能够获得亚波长分辨率或精确度的程度。即波长与所选位置分辨率增量之比。这个术语也可以用于各个传感器的波长，或用于上述的“中”和“粗”有效波长。在图7所示的电感式绝对位置传感器200中，必须用相对相位计算的非常保守的“误差边界”构建电感式绝对位置传感器200。即，在最差的条件下，对应于绝对系统“下一个较细”测量模式的特定波长，“中”或“粗”相对相位计算结果必须能识别相对移动的传感器元件的位置。否则，对应于“下一个较细”测量模式的至少一个波长，在总绝对位置计算结果中将产生误差。“波长比”是指相对较粗的有效波长与“下一个较细”的有效波长之比，如粗/中，或中/细。对于图7所示的电感式绝对位置传感器200，利用比各传感器插值比还低的波长比，可获得保守误差边界。在本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例中，所采用的波长比，对中/细而言仅为16/1，对粗/中而言为8/1。这些波长比对各传感器210、220、230预计的标称精确度和插值比256/1，提供了合适的安全边界以及它们的相关细波长。根据系统设计的容限和允许的成本，能够增大波长比。然而，这会导致引起不正确绝对测量读数的误差的风险更高。波长λ1与λ3之间的相位差提供了325.12mm的有效粗波长。为了提供中波长λM，2.56mm波长λ3与2.4094mm波长λ2之间的波长差提供40.96mm波长，它等于16×2.56mm和17×2.4094mm。粗/中比为325.12/40.96，近似为8，结果，粗/细比约为128。应当明白，为了保证电感式绝对位置传感器具有足够的测量范围，粗/细比至少100，而中/细比至少10是较佳的。对应于本发明电感式绝对位置传感器中较佳的细(毫米和英寸)、中和粗工作模式，以下的定量描述综合了较佳设计准则。具体而言，波长λ1、λ2和λ3为λ1＝2.54mm；λ2＝2.4094mm；λ3＝2.56mm。每个传感器210、220和230的空间相位位置分别定义为φ1、φ2和φ3。波长λ1和λ3是细模式波长λF。波长λ3被用于毫米细模式测量。波长λ1被用于英寸细模式测量。中模式波长λM确定为λM3=λ3×λ2λ3-λ2]]>或者，另一方面λM1=λ1×λ2λ1-λ2]]>因此，中模式波长λM3为40.96mm。另一方面，在有些情况中可采用λM1。λM1为46.86mm。粗模式波长λC确定为λc=λ1×λ3λ3-λ1]]>因此，当λ1为2.54mm和λ3为2.56mm时，粗模式波长λC为325.12mm。粗波长λC的相位位置为φ1-φ3。中波长λM3的相位位置为φ2-φ3，或中波长λM1的相位位置为φ2-φ1。一般相位位置φn的计算定义如下。如上所述，通过90°相移，可确定细波长λ1或λ3的相位位置。如上所述，传感器210、220和230的发射器绕组212、222和232和接收器绕组214与216、224与226、234与236较佳地是分别制造在一个印刷电路板的两面。如上所述，每个传感器210、220、230分别采用两个接收器绕组214与216、224与226、234与236。通过使标尺波长分开四分之一，接收器绕组相差90°。因此，接收器绕组输出的信号在空间上相差90°相位。在细波长中的任何地方，两个接收器绕组信号之间的关系允许确定移动方向和允许计算任意精细位置测量结果。图7所示的电感式绝对位置传感器200中，当标尺202沿测量轴300移动时，接收器绕组的信号幅度为正弦函数。在与相应接收器绕组有关的标尺的一个波长内，直线和相位位置X和φn分别由下式获得x＝tan-1(s1/s2)*(λn/2π)φ1n＝tan-1(s1/s2)式中X是直线位置；φ1n是空间相位位置，这里，对于传感器210、220、230，n分别为n＝1，2，3；s1和s2是相应接收器绕组的输出信号的幅度；λn是相应的波长。为了识别与信号对应的波长的合适“四分之一”，利用s1和s2的信号极性，tan-1函数返回0与2π之间的值。传感器210、220和230在一定程度上存在寄生耦合。这会在传感器的接收器输出信号中引起误差。为了降低传感器210、220和230之间的寄生耦合，在电感式绝对位置传感器200中，以相互间分开的最大距离设置两个最相似的波长。因此，由于λ1接近于λ3，把传感器210和230放置在传感器220的相对两侧。另外，在本较佳实施例中，每个传感器210、220和230的接收器绕组的长度应当是最接近中波长λM的波长的整数倍。较佳地，中波长λM等于每个传感器210、220和230的波长的整数倍。然而，传感器210、220和230中至多有两个具有与中波长λM相等的波长的整数倍。此外，用于提供中等位置测量的中间传感器220在中波长上在其自身与相邻传感器210和230之间接近有一个波长差。因此，N×λ1＝(N+1)×λ2＝N×λ3。在上述的例子中，16×2.56mm＝17×2.4094mm≌16.126×2.54mm。在相邻直线传感器之间中波长λM上这一个波长差意味着，在一个中波长跨度上，任何寄生耦合误差分量将经受一个完整的空间循环。净作用是基本删除寄生耦合信号分量。因此，在本较佳实施例中接收器绕组的跨距上，在电感式绝对位置传感器200中产生的任何这种误差分量累加起来，大致删除。这里对本发明的描述通常针对一个传感器。然而，应当明白，在详细描述的基础上，本传感器已能适合于作为一个平面旋转编码器，与图28和29中所示的相似，或作为圆柱旋转或其它类型的传感器而工作。此外，为了提高精确度，或降低对接收器输出信号的模拟信号处理电路的要求，在每个传感器210、220和230中可采用两个以上的重叠接收器绕组。这里所揭示的有关传感器设计和操作的这些及其它方法和详细情况与这里引用参考的1995年5月16日申请的美国08/441769专利申请中所揭示的内容相似。如图9所示，实施本发明电感式绝对位置传感器200较佳实施例1的信号发生与处理电路240有三个通道，每个传感器210、220和230一个通道。在电感式绝对位置传感器200中，传感器210、220和230的接收器绕组以并列而不是重叠的图示方式示出。信号发生与处理电路240包括一个信号发生器250。信号发生器250通过选择开关242给传感器210、220和230的发射器绕组212、222和232提供频率为几兆赫的脉冲序列的高频电流。信号发生器250是为包括电池供电的传感器、手持低功率卡尺、千分尺、卷尺等在内的低功率装置，如手持或电池供电的测量工具而设计的。信号发生器250包括一个电容器251、两个电阻器252和253、两个开关254和255以及一个比较器256，连接关系如图9所示。通常，在信号发生与处理电路240中，所有的开关用晶体管实现。在其它时间(测量期以外的时间)，电容器251上电荷已经通过电阻器252放电。较佳地，电阻器252的电阻很小。电阻器252简单地可以是开关255的固有电阻。数字控制单元244给开关254的控制端提供第一激发信号P1。信号P1使开关254在时间周期tc内闭合。从适当的电源，如电池产生供电电压Vdd。闭合开关254允许供电电压Vdd给电容器251充电。短时间后，数字控制电路244给开关255提供第二激发信号P2。信号P2使开关255闭合。这使电容器251通过发射器绕组212、222、或232中的一个短路接地。在图9中，电容器251是通过发射器绕组212短路的。数字控制单元244较佳地是一个专用集成电路(ASIC)或是含有执行下述定时和开关控制功能的集成电路的一部分。然而，数字控制单元244也能利用其它集成电路、硬线电路或逻辑电路(如分立元件电路)、可编程逻辑器件(如PLD、PLA或PAL)或类似器件来实现。图10示出提供给开关254和255的脉冲P1和P2的时序，以及在接收器绕组214和216的输出端和节点V1和V2处产生的信号。图10还示出提供给开关262和267的定时脉冲P3和P4以及维持在取样和保持电容器263和268上的电压。由于作为电感线圈的发射器绕组212和电容器251组成一个共振电路，信号发生器250在节点V2上产生瞬变电压，如图10所示。在节点V2上的瞬变电压具有基于发射器绕组212和电容器250形成的共振电路的共振特性。这个瞬变信号由发射器绕组212以感应方式发射给接收器绕组214和216。如图10所示，在第一测量周期，接收器绕组214输出波形VA，在第二测量周期，接收器绕组216输出波形VB。所接收信号的幅度分别依赖于传感器210、220和230中标尺218、228或238与接收器绕组214与216、224与226、或234与236之间的相对位置。相位开关234对接收器绕组214与216、224与226、或234与236的输出信号进行多路传输。例如，当相位开关243处于位置A时，让传感器210、220和230的接收器绕组216、226和236把从传感器210、220和230接收的信号输出到选择开关242。同样，当相位开关243处于位置B时，让来自接收器绕组214、224和234各端子的信号把从感器210、220和230接收的信号输出到选择开关242。在图9所示的信号发生与处理电路240的较佳实施例1中，选择开关242对来自传感器210、220和230并经相位开关243的一个接收器输出信号进行多路传输和输出，并输入到差分放大器245。选择开关242有三个位置，与三个传感器210、220和230相对应。选择开关242的子开关242a有选择地把交变电流信号连接到发射器绕组212、222或232中的一个。例如，当选择开关242处于位置2，相位开关243处于位置A时，选择开关242有选择地把交变电流信号连接到传感器220的发射器绕组222，并有选择地把来自传感器220的接收器绕组226端子的信号(通过子开关242b和242c输出)连接到差分放大器245。差分放大器245通过开关242和243抑制接收器绕组端子输出的信号之间的共模噪声。差分放大器245对通过开关242和243被连接到差分放大器245的从接收器绕组端子输出的信号进行放大。经放大的信号输入到取样和保持电路260的四个并行取样和保持子电路261、266、271和276中的一个。第一取样和保持子电路261有第一开关262、存储电容器263、放大器264和第二开关265。第二取样和保持子电路266有第一开关267、存储电容器268、放大器269和第二开关270。第三取样和保持子电路271有第一开关272、存储电容器273、放大器274和第二开关275。第四取样和保持子电路276有第一开关277、存储电容器278、放大器279和第二开关280。四个并行的取样和保持子电路261、266、271和276在很短的时间里捕获四个信号，以使电感式绝对位置传感器200中读出头204相对标尺202快速移动引起的误差减至最小。例如，在移动期间为了精确确定位置，在从传感器210、220或230中任何一个的两个接收器绕组的取样之间，位置不应当有明显的变化。此外，当来自传感器210、220或230中两个的信息在计算中被组合时，如对于中或粗模式的计算，在四个接收器绕组中涉及的任何一个的取样之间，位置不应当变化。然而，在这个实施例中，四个取样和保持子电路261、266、271和276并不同时存储四个取样。而是，接二连三地存储四个信号，因为在任何时刻，选择开关242仅能与三个传感器210、220和230中一个发射器绕组和一个接收器绕组相耦合。在收集后的几微秒内，通过四个取样和保持子电路261、266、271和276的四个信号，经取样接收的信号通过开关265、270、275和280依次地被连接到A/D转换器246。这些开关265、270、275和280依次地把缓冲放大器264、269、274和279的输出连接到模拟-数字(A/D)转换器246。A/D转换器246把信号转变为数字值并将它们输入到微处理器241。利用存储在取样和保持电路260中的位置相关接收器输出信号导出的值，微处理器241计算各个传感器210、220和230的空间相位角和传感器210、220和230之间的空间相位差，并将其值合并，以获得电感式绝对位置传感器200的绝对位置。微处理器241与数字控制单元244控制开关242、243、254、255、262、265、267、270、272、275、277和280的定时。根据节点V2的瞬时信号，开关262、267、272和277以及开关265、270、275和280的定时与发射器振荡同步。结果，各个开关262、267、272和277同步地对接收器绕组端子通过开关242和243端输出的信号进行解调。当差分放大器245接收与节点V2处信号同相的交流信号时，放大器264、269、274和279各输出一正电压信号，当差分放大器245接收与节点V2处信号不同相的交流信号时，输出一负电压信号。交流信号总是与节点V2处信号同相，或是与节点V2处信号相位相差180度。具体说，数字控制单元244根据电阻器252和电容器254之间在节点V1处产生的信号，控制开关262、267、272和277和开关265、270、275和280的定时。重要的是，如图10所示，当节点V2处的信号处于峰值幅度时，节点V1处的信号为零。因此，节点V1处的电压信号能够方便地被用于控制取样和保持电路260中的开关262、2667、272和277，从而使取样和保持电路260能够对接收器输出信号的第一(最强)峰值取样。结果，节点V1处的电压信号被比较器256转变为数字信号并输入到数字控制单元244。数字控制单元244利用比较器256输出的方波信号的第一下降沿，对开关262、267、272和277的驱动进行定时。用这种方法，本发明采用同步解调探测对与节点V2处发射器信号有关的接收器输出信号进行适当取样。如图10所示，分别对接收器绕组216和214的输出信号的第一峰值取样并存储在电容器263和268中。在信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的更好实施例中，差分放大器245定位于取样和保持电路260的下游。此外，采用两个取样和保持电路260，每个电路用于选择开关的一个输出。在信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的这个更好实施例中，直接对选择开关242输出的信号进行取样，只有在将其输出到模拟-数字转换器246时才进行放大。因此，在信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的这个更好实施例中，差分放大器245不需要对传感器210、220和230输出的高频信号进行放大。而是，当开关265、270、275和280中的一个闭合时，才需要差分放大器245对取样和保持电路260输出的超低频信号进行放大。在信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的较佳实施例2中，如图49所示，用变压器248代替放大器245，并将变压器置于取样和保持电路260的高频侧。变压器248对从选择开关242输出的传感器210、220和230接收器绕组的高频信号进行放大，不引入额外噪声。此外，变压器在高频处具有优良的线性度。选择开关242的两个输出被连接到变压器248的两个初级线圈端子。一个次级线圈端子连接到取样和保持电路260的开关262、267、272和277的输入端子，而另一个次级线圈的端子接地。于是，变压器248将选择开关242的输出之间的差分信号转变为单端信号。如图50所示，信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的较佳实施例3在取样和保持电路260的高频侧既不采用放大器245也不采用变压器248。而是，把从选择开关242输出的传感器210、220和230接收器绕组的高频信号直接输入到取样和保持电路260。信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的这个较佳实施例3采用了较佳实施例2的取样和保持电路260。在取样和保持电路260的这个较佳实施例2中，取样和保持电路260的子电路261、266、271和276被改进为同时对选择开关242输出的信号进行取样。即，给子电路261、266、271和276分别增加了第二开关262a、267a、272a和277a以及第二电容器263a、268a、273a和278a。将各个电容器262、267、272和277连接到选择开关242的一个输出端子，从而使电容器263、268、273和278能够存储该端子输出的输出信号。同样，将开关262a、267a、272a和277a连接到选择开关242的另一个输出端子，从而使电容器263a、268a、273a和278a能够存储该端子输出的输出信号。在取样和保持电路260的这个实施例中，把各个运算放大器264、269、274和279设置为差分放大器，而不是象在取样和保持电路260的较佳实施例1和2中那样为缓冲放大器。存储在第一取样和保持子电路电容器262和262a中的信号被输入到运算放大器264。差分放大器264的输出经开关265连接到A/D转换器246。与较佳实施例1和2相比，对其它子电路266、271和276同样作了改进。因此，在作位置测量时，传感器210、220和230中一个传感器的接收器绕组的输出信号经相位开关243和选择开关242直接输入到取样和保持电路260的一个子电路进行取样和保持。然后，由特定子电路的差分放大器对所存储的信号进行缓冲和放大，并输出到A/D转换器246。此外，由于差分放大器264、269、274和279处于电容器的下游，它们可以是低频放大器，更易于设计为具有高度的线性度。另外，它们也能够把选择开关242的差分信号转变为单端信号，从而可避免增加电路元件，如变压器。在信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的较佳实施例4中，如图51所示，在选择开关242与取样和保持电路260较佳实施例2之间连接一个变压器248。此外，在这个较佳实施例4中，变压器248的次级线圈的第二端不再接地。而是将其分别连接到子电路261、266、271和276的第二电容器262a、267a、272a和277a。在这个较佳实施例4中，变压器提高了信号发生与处理电路240中取样和保持电路部分抑制信号中共模扰动的能力。此外，变压器不会引入额外噪声或线性度误差。信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的较佳实施例1-4中的一个缺点是，取样和保持电路260一次只能对传感器210、220和230中一个传感器的一个接收器绕组的输出信号进行取样和保持。正如在取样和保持电路部分的较佳实施例1-4中那样，顺次地对同一传感器的两个接收器绕组进行取样，将降低位置测量精确度，因为，对第二接收器绕组的输出进行取样的位置不会与对第一接收器绕组的输出进行取样的位置严格地一致。如图52所示，在信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的较佳实施例5中，克服了这个缺点。具体说，在取样和保持电路的较佳实施例5中，省略了相位开关243，选择开关被改进为包括两个增加的子开关，总共有5个子开关。因此，第一传感器210的接收器绕组214和216被直接连接到选择开关242的4个子开关的“1”端子。同样，第二传感器220的接收器绕组224和226被直接连接到4个子开关的“2”端子。同样，第三传感器230的接收器绕组234和236被直接连接到4个子开关的“3”端子。把与第一接收器绕组214、224和234相连接的选择开关242的2个子开关的输出连接到变压器248初级线圈的端子。同样，把与第二接收器绕组216、226和236相连接的选择开关242的2个子开关的输出连接到第二变压器249初级线圈的端子。这个较佳实施例5也采用了取样和保持电路260较佳实施例1的电路。变压器248次级线圈的一个端子连接到取样和保持电路260的第一和第三子电路的开关262和272，而另一个端子接地。同样，第二变压器249次级线圈的一个端子连接到取样和保持电路260的第二和第四子电路的开关267和277，而另一个端子接地。因此，当进行位置测量时，驱动传感器210、220和230中的一个，由第一或第三子电路对该传感器第一接收器绕组的输出信号进行取样和保持，同时由第二或第四子电路对该传感器的第二接收器绕组的输出信号进行取样和保持。由于是同时对接收器绕组的输出取样的，所以取样的输出对应于同一位置。因此，未降低测量的定位精确度。信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的较佳实施例1-4(以及较佳实施例5)的另一个缺点是，取样和保持电路260一次只能对传感器210、220和230中一个传感器的接收器绕组的输出信号进行取样和保持。因此，虽然较佳实施例5克服了顺次地对一个传感器的各个接收器绕组取样时所引入的定位误差，然而，由于同样的原因，当顺次地对传感器本身取样时，也降低粗波长和中波长位置测量的定位精确度。即，顺次地对两个传感器的接收器绕组取样时，在取样和保持电路较佳实施例1-5中，会降低位置测量精确度，因为，对第二传感器的接收器绕组的输出进行取样的位置不会与对第一传感器的接收器绕组的输出进行取样的位置严格地一致。如图53所示，在信号发生与处理电路240的取样和保持电路部分的较佳实施例6中，克服了这个缺点。具体说，在取样和保持部分的较佳实施例6中，对选择开关242作了改进并再次取消了相位开关243。具体而言，对选择开关进行改进，删除信号发生器250与发射器绕组212、222和232之间的子开关。因此，在每次位置测量期间，所有三个发射器绕组被直接连接到信号发生器250并被驱动。此外，象在取样和保持部分较佳实施例5中一样，也对选择开关242作了改进，使之包括四个直接连接到接收器绕组214、216、224、226、234和236的子开关。除此之外，第二选择开关242a也包括四个直接连接到接收器绕组214、216、224、226、234和236的子开关。控制第一和第二选择开关242和242a的这些子开关，使每个选择开关连接到传感器210、220和230中不同的一个传感器。最后，对第一和第二变压器248和249进行改进，使它们各包括两个变压器电路。把变压器248的每个变压器电路连接到第一选择开关242的两个子开关，而把第二变压器249的每个变压器电路连接到第二选择开关242a的两个子开关。具体说，把变压器248一个变压器电路的初级线圈的端子连接到与第一接收器绕组214、224或234相接的第一选择开关的子开关。把变压器248另一个变压器电路的初级线圈的端子连接到与第二接收器绕组216、226或236相接的第一选择开关的子开关。同样，把第二变压器249一个变压器电路的初级线圈的端子连接到与第一接收器绕组214、224或234相接的第一选择开关的子开关。把变压器249另一个变压器电路的初级线圈的端子连接到与第二接收器绕组216、226或236相接的第一选择开关的子开关。变压器248和249的每个变压器电路的次级线圈的一个端子接地。变压器248的一个变压器电路的次级线圈的另一个端子接至开关262。变压器248的另一个变压器电路的次级线圈的另一个端子接至开关267。同样，第二变压器249的一个变压器电路的次级线圈的另一个端子接至开关272。第二变压器249的另一个变压器电路的次级线圈的另一个端子接至开关277。采用这种结构，取样和保持部分的这个较佳实施例6能够同时对两个传感器的两个接收器绕组都取样。因此，在同一个位置上可取得所有的取样信号。因此，能够消除依次对两个传感器的输出信号取样时粗波长和中波长的位置测量的误差。最后，应当明白，上述的信号发生与处理电路240的取样和保持部分的任何一个实施例能够与下述的本发明电感式绝对位置传感器的任何其它实施例一起使用。此外，本领域的一般专业人员能够对上述的信号发生与处理电路240的取样和保持部分的任何一个实施例的任何改进，必须加入到这些其它实施例中，因此将不作讨论。如图11时序图所示，将电感式绝对位置传感器200的接收器输出信号合并，产生中等和粗的绝对位置测量结果。中等和粗位置的各个测量结果较佳地是相互近乎同时取样的，因为，当读出头相对标尺218、228和238快速移动时，移动产生一个对应于消逝的延迟时间的非所需(误差)空间相位位移。这个误差在所需空间相位值之外，它是由开始测量循环时传感器标称位置单独造成的。通过利用四个并行的取样和保持电路，在取样间隔t1期间几乎能同时获取四个取样。这四个取样包括三个传感器210、220或230中两个传感器的各接收器绕组214与216、224与226、或234与236的一个取样。例如，在取样时间间隔t1内，四个取样和保持子电路261、266、271和276能够分别对接收器绕组214、216、234和236输出的信号取样。取样时间间隔t1仅由信号发生器电路250、差分放大器245以及取样和保持电路260限制。每次取样能够合理地用1微秒时间。因此，获取四个取样所需的取样时间间隔t1约为4微秒。此外，速度1m/s等于1mm/ms或1μm/μs。因此，在这个速度上，在取样时间间隔t1期间，读出头202相对标尺204移动的总距离为4微米。这约为电感式绝对位置传感器较佳实施例1中三个波长λ1、λ2或λ3中任何一个波长的1/640。因此，在中等和粗模式计算结果的精确度中，这一距离几乎可忽略。为了产生精细模式测量结果，这需要更高的精确度，对于所有四个取样仅采用一个精细传感器210或230。例如，两次获取接收器绕组214和216的接收器输出信号并存储在取样和保持电路260中。结果，每两微秒从每个接收器绕组获取一个取样。这对精细模式位置测量结果的精确度没有显著影响。如图11所示，在取样时间间隔t1中，微处理器241从第一和第三传感器210和230对接收器输出信号取样。缓冲放大器264、269、274和279连续地存储接收器输出信号。然后，A/D转换器246将四个经取样的信号转变为数字值并将该数字值输入到微处理器241。接着，微处理器241对经放大的信号进行处理，同时对下一组信号取样。尽管在非常短的间隔里必须对特定的信号取样，但是A/D转换器246和微处理器241不需要在这么短的时间里对信号进行处理。而是，只要在取样时间间隔t1内几乎同时获取为产生特定计算(精细、中等或粗略模式计算)而合并的信号取样，A/D转换器246和微处理器241能够在比4微秒长得多的时间间隔内对信号取样进行处理。此后，如图11所示，在更长的时间间隔t2中，A/D转换器246对计算值进行数字化，微处理器241计算绝对位置。结果，本发明的电感式绝对位置传感器200能够默认接收器绕组信号的取样与绝对位置计算之间的时间滞后。这个时间滞后仅导致很小的误差。例如，时间间隔t2等于100μs，速度为1m/s意味着电感式绝对位置传感器200在时间间隔t2中移动不足0.1mm。根据获取的取样计算的位置与在取样时的位置严格对应。然而，由微处理器241输出的绝对位置值是在电感式绝对传感器200已经又移动了大约0.1mm后出现的。对于大多数手持应用而言，在1m/s速率下这种输出滞后0.1mm影响不大。然而，在电感式绝对位置传感器200移动期间要求实时提供位置信息的专用用途中必须考虑这一距离。应当明白，增加成本和/或复杂性，能够复制信号发生与处理电路240的几个部分并使它们同时工作，从而加速操作并降低这些滞后效应。在图12-15的流程图中，更清楚地表明了由微处理器241执行的在图11中示出的取样顺序。图12示出微处理器241执行的总测量程序。如图12所示，从步骤S100开始测量控制程序。在开始步骤S100后，控制过程继续到步骤S110。在步骤S110中，通过对两个精细波长传感器210和230的接收器绕组214、216、234和236取样，获取细/粗测量的信号。然后控制过程继续到步骤S120。在步骤S120中，根据细波长传感器210接收器绕组214和216信号的相对幅度，微处理器241确定相位Φ1。接着，在步骤S130中，根据细波长传感器230接收器绕组234和236信号的相对幅度，微处理器241确定相位φ3。然后，控制过程继续到步骤S140。在步骤S140中，微处理器241将电感式绝对位置传感器200的粗位置PC确定为PC＝λC*(φ3-φ1)/2π式中φ1和φ3分别是在步骤120和130中确定的相位；λC是粗波长。控制过程继续到步骤S150。在步骤S150中，微处理器241产生精细传感器210和中传感器220接收器绕组214、216、224和226的测量信号。接收器绕组214、216、224和226输出的信号分别被存储在取样保持电路260的取样和保持子电路261、266、271和276中。然后，由A/D转换器246把保持的信号转变为数字信号。然后，控制过程继续到步骤S160。在步骤S160中，微处理器241根据细波长传感器210接收器绕组214和216输出信号的相对幅度，重新计算相位φ1。接着在步骤S170中，微处理器241根据中波长传感器220接收器绕组224和226输出信号的相对幅度，确定相位φ2。然后，控制过程继续到步骤S180。在步骤S180中，微处理器241将电感式绝对位置传感器200的中位置PM确定为PM＝λM1*(φ2-φ1)/2π式中λM1是中等波长；φ1和φ2是在步骤S160和S170中确定的相位。另外，如图12所示，为了计算PM，可以用λM1和φ1分别取代前面定义的λM3和φ3。然后，控制过程继续到步骤S190。在步骤S190中，电感式绝对位置传感器200的精细模式线性位置Pf是由第一传感器210的波长λ1和相位φ1确定的。精细模式线性位置的计算较佳地，基于传感器210以英寸计算位置，基于传感器230以毫米计算位置。假设微处理器241是采用第三传感器230，在步骤S160中，微处理器241根据第三传感器231接收器绕组234和236信号的相对幅度已经确定空间相位φ3。因此，作为步骤S190的一部分，微处理器241在局部中波长λ3内把电感式绝对位置传感器200的精细模式线性位置PF确定为PF＝φ3*(λ3/2π)在步骤S195中，微处理器241把细、中、粗位置测量结果合并，确定电感式绝对位置传感器200的总的精确绝对位置。电感式绝对位置传感器200的最大绝对测量范围为一个粗波长，它包括多个中波长。粗位置值PC是绝对位置的第一估计值。微处理器241对粗位置值PC进行分析，确定该粗位置值PC对应于多个中波长中的哪一个(“第n”个中波长)。通常，(PC/λM)等于(n*λM)+RM，这里，RM是中余项。微处理器241采用中位置值PM。中位置值PM是在局部中波长内的位置。理论上，中位置值PM应当等于RM。然而，中模式的计算与较短波长有关。因此，假设精确度比粗波长计算更高。微处理器241按PM+(n*λM)计算绝对位置，提供改进的估计值。然后，微处理器241对PM+(n*λM)值进行分析，确定“PM+(n*λM)”值对应于多个细波长的哪一个(“第N个”细波长)。通常，PM+(n*λM)将等于(n*λF)+RF，式中RF是细余项。接着，微处理器241采用细位置值PF。细位置值PF是在局部细波长内的位置。理论上，细位置值PF应当等于RF。然而，细模式测量和计算是基于较短波长从单个传感器导出的，而不是基于传感器之间的关系。因此，假设精确度比中波长测量和计算更高。微处理器241按(n*λF)+PF计算绝对位置，提高改进的最后的估计值，确定标尺218、228和238相对读出头204的绝对位置。这对应于电感式绝对位置传感器200的绝对位置。此外，在步骤S195中，微处理器241把所确定的绝对位置输出到合适的输出装置，如显示器247。然后控制过程继续到步骤S199。在步骤S199中，微处理器241确定是否开始新一轮测量。如果是，控制过程跳回到步骤S110，这时，开始下一轮测量循环，微处理器241再次输入确定细/粗测量结果的测量信号。否则，控制过程返回到步骤S199。图13更详细地示出细/粗测量步骤S110。如图13所示，从步骤S110开始，控制过程继续到步骤S200。在步骤S200中，将选择开关242设置在位置1，而相位开关243设置在位置A。于是，信号发生器250把振荡驱动信号输出到发射器绕组212。从接收器绕组216读出测量信号。由放大器245对从接收器绕组216接收的信号进行放大并将其存储在第一取样和保持子电路261中。然后控制过程继续到步骤S210。在步骤S210中，相位开关243从位置A切换到位置B。于是，当信号发生器250把驱动信号输出到发射器绕组212时，从接收器绕组214读出测量信号。由放大器245对接收信号进行放大并将其存储在第二取样和保持子电路266中。然后控制过程继续到步骤S220。在步骤S220中，将选择开关242设置在位置3，而相位开关243重新设置在位置A。于是，当信号发生器250输出驱动信号时，该驱动信号被送至发射器绕组232。因此，从接收器绕组236读出测量信号。由放大器245对接收信号进行放大并将其存储在第三取样和保持子电路271中。接着，在步骤S230中，相位开关243再从位置A切换到位置B。于是，当信号发生器250把驱动信号输出到发射器绕组232时，此时从接收器绕组234读出测量信号。由放大器245对接收信号进行放大并将其存储在第四取样和保持子电路276中。然后控制过程继续到步骤S240。在步骤S240中，闭合第一取样和保持子电路261的开关265，把维持在电容器263上的取样信号提供给A/D转换器246。A/D转换器246将接收器绕组216的模拟测量信号转变为数字信号并将该数字信号输出到微处理器241。在步骤S250中，闭合第二取样和保持子电路266的开关270。这把接收器绕组214输出并维持在第二电容器268上的取样测量信号输出到A/D转换器246。A/D转换器246将模拟信号转变为数字信号并将该数字信号输出到微处理器241。然后控制过程继续到步骤S260。在步骤S260中，闭合第三取样和保持子电路271的开关275。这把接收器绕组236输出并维持在第三电容器273上的取样信号输出到A/D转换器246。A/D转换器246将模拟测量信号转变为数字信号并将该数字信号输出到微处理器241。然后控制过程继续到步骤S270。在步骤S270中，闭合第四取样和保持子电路276的开关280。这把电容器278连接到A/D转换器246。电容器278保持接收器绕组234的测量信号取样值。A/D转换器246将模拟信号转变为数字信号并将该数字信号输出到微处理器241。然后在步骤S280中，控制过程返回到步骤S120。应当明白，为进行中位置测量，在步骤S150中也进行类似步骤S200-280的步骤。在这种情况下，在步骤S220和S230中，将选择开关242设置在位置2，而不是位置3。也应当清楚，当经过步骤S150进入步骤S200时，步骤S280把控制过程返回到步骤S160。图14更详细地示出步骤S120。具体说，从步骤S120开始，控制过程继续到步骤S300。在步骤S300中，微处理器241将在步骤S200期间取样的信号(由于相位开关243的位置，称之为信号A)除以在步骤S210期间取样的信号值(由于相位开关243的位置，称之为信号B)。如果商的绝对值等于或小于1，控制过程从步骤S300继续到步骤S310。否则，如果商的绝对值大于1，控制过程跳到步骤S340。在步骤S310中，微处理器确定信号B是否为正。如果是，控制过程继续到步骤S320。在步骤S320中，相位被确定为信号A除以信号B的反正切(即tan-1(A/B))。然后控制过程跳到步骤S370。然而，如果在步骤S310中，信号B为负，控制过程跳到步骤S330。在步骤S330中，相位被确定为(180°+tan-1(A/B))。控制过程再跳到步骤S370。如果在步骤S300中A的绝对值大于B的绝对值(即A/B的绝对值大于1)，控制过程跳到步骤S340。在步骤S340中，微处理器241确定信号A是否为正。如果是，控制过程继续到步骤S350。在步骤S350中，相位被确定为90°-(tan-1(A/B))。然后控制过程再跳到步骤S370。然而，在步骤S340中，如果信号A为负，控制过程跳到步骤S360。在步骤S360中，相位被确定为270°-(tan-1(A/B))。然后控制过程继续到步骤S370。在步骤S370中，控制过程返回到步骤S130。应当明白，步骤S130、160和170也可调用这个子程序。即，用这个子程序可计算φ1、φ2或φ3中任何一个，它执行表1。在这些情况下，根据选择开关242的位置，对应于信号A和信号B的测量信号是不同的。此外，根据调用该子程序的那个步骤，步骤S370将使控制过程返回到步骤S1120、S130、S160和S170。图15更详细地示出步骤S200。如图15所示，从步骤S200开始，控制过程继续到步骤S400。在步骤S400中，选择开放242被设置在位置1，而相位开关243被设置在位置A。此外，闭合第一取样和保持子电路261的开关262。然后控制过程继续到步骤S410。在步骤S410中，断开开关254，闭合开关262。然后控制过程继续到步骤S420。在步骤S420中，闭合开关255，驱动发射器绕组212。然后控制过程继续到步骤S430。在步骤S430中，与发射器绕组212感应耦合的接收器绕组216，其上感应的电压信号幅度是变化的。由相位开关243和选择开关242把接收信号反馈到放大器245，对其进行放大。经放大的信号通过闭合的第一开关262从放大器245传输到第一取样和保持子电路261的第一电容器263。然后如图10所示，与信号峰同时断开第一开关262。然后，控制过程继续到步骤S440。在步骤S440中，断开开关255，闭合开关254。然后控制过程继续到步骤S450，它将控制过程返回到步骤S210。应当明白，由步骤S210、S220和S230调用这个子程序。当由每个步骤调用时，在步骤S400中选择开关242和相位开关243的开关位置被设置为激励特定发射器绕组212、222或232并依据调用步骤接收接收器绕组214、216、224、226、234或236的测量信号。也应当明白，当由步骤S150而不是步骤S110调用步骤S200-280时，当步骤S200-S230中每个步骤调用步骤S400时，可适当设置开关位置。同样，可以闭合取样和保持电路260第一到第四开关262、267、272和277中的不同开关，以分别地把接收信号存储到取样和保持子电路261、266、271和276中的不同子电路。微处理器241把适当的信号输出到显示器247，以显示绝对位置。与微处理器241耦合的用户选择开关(未示出)允许用户在两种长度单位显示模式中选择一种。如上所述，为简化电路和计算的复杂性，微处理器241选择传感器210作为“英寸模式”的细位置测量计算，选择传感器230作为“毫米模式”的细位置测量计算。经计算的位置也可以或以其它方式输出到其它系统，如统计处理系统或伺服定位系统。上述的本发明的电感式绝对位置传感器200的较佳实施例1在与最长波长λC相等的范围内确定绝对位置。因此，在第一较佳实施例中，这个范围约为325mm。此外，利用已知的插入程序，微处理器241能够提供远低于细波长λ1或λ3的测量分辨率。在保留本发明电感式绝对位置传感器主要优点的同时能够改进接收器的尺寸和/或形状。另外，接收器绕组和磁通量削弱器170可采用其它布局或几何形状而仍然产生合适的结果。接收器绕组中产生的信号比发射器绕组产生的强磁场弱。因此，虽然可以改变读出头204的总尺寸，但是接收器绕组的环路191和192的面积应尽可能相似，以使信号偏差减至最小以及抑制杂散输入信号噪声。如果必要，为了补偿制造容差或导致信号偏差的其它限制，能够有意地改变环路191和192的尺寸和形状，“调和”接收器绕组的输出。这样对其进行调和，在没有磁通量削弱器170时，接收器绕组的标称输出为零。另外，如果需要正弦位置信号，能够选择形状和波长，对所接收的磁场进行空间滤波，因此降低谐波畸变。另外，术语“环路”是指圆形、矩形、不规则四边形、三角形或正弦形的基本封闭的面积。此外，接收器绕组可以是沿测量轴300具有上述周期图案或空间变化的一个敏感导体或单个导电路径。读出头204绕垂直于接收器绕组平面和测量轴300的轴旋转的失准灵敏度(“偏航”)是电感式绝对位置传感器200的一个缺点。偏航是沿测量轴300传感器210中接收器绕组相对传感器230中接收器绕组的偏移。结果，波长λ1和λ3之间的空间相位关系将偏离假设的设计值，导致粗模式位置测量有些误差。另外，电感式绝对位置传感器200存在绝对位置测量范围实际受到限制的问题。延伸测量范围的一种方法是给电感式绝对位置传感器200再增加不同波长的传感器。然而，增加传感器会增加电感式绝对位置传感器200的成本和增大其尺寸。此外，为了增大测量范围，要提高电路的精确度和传感器210、220和230的制备精确度。这允许采用更高的比率(粗/中、中/细)和更高的插入水平。然而，任意提高传感器210、220和230的精确度通常会受到苛刻的经济制约。图16-18示出本发明电感式绝对位置传感器的较佳实施例2。这个电感式绝对位置传感器不存在偏航失准。此外，对于给定的测量分辨率，本发明电感式绝对位置传感器的这个第二较佳实施例能够以经济的方式采用比电感式绝对位置传感器200通常所允许范围长得多的绝对位置测量范围。图16示出第二较佳实施例的电感式绝对位置传感器400。如图16-18所示，本发明的较佳实施例2不存在明显的偏航失准。较佳实施例2的电感式绝对位置传感器400采用一对电感式传感器410和420。传感器410和420按照上述的原理工作。因此，这个较佳实施例2的电感式绝对位置传感器400的许多元件与较佳实施例1中所述的元件是基本相似的。因此，以下仅详细描述在构造、材料或操作上不同的这些元件。电感式绝对位置传感器400较佳地包括读出头402、标尺构件404、细波长传感器410和二进码传感器420。细波长传感器410和二进码传感器420沿测量轴300延伸。细波长传感器410与传感器210和230相类似，较佳地具有细波长λ1或是细波长λ3。读出头402包括细波长传感器410的接收器绕组414和416和二进码传感器420的多个接收器绕组422。传感器410和420共享一个也是在读出头402上形成的发射器绕组412。标尺构件404包括细波长传感器410的细波长标尺418和二进码传感器420的二进码标尺428。细波长标尺418与电感式绝对位置传感器200的传感器210和230的标尺218和238相似。二进码标尺428具有沿测量轴300排列的磁通量调制器170图案和空间172。如上所述，磁通量调制器170或是磁通量削弱器或是磁通量增强器。每一组相邻的磁通量调制器170和空间172定义一系列独特多位二进码字中的一个码字。二进码字的数目取决于二进码字中的位数和码字的设计规则。以下将详细描述这些设计规则。如图16所示，对于二进码标尺428，每个磁通量调制器170和每个空间172在测量轴300上占据一个长度308。距离308较佳地等于细波长标尺418波长304的一半。具体说，对于二进码标尺428，磁通量调制器170的长度306略小于边-边距离308。当磁通量调制器170相互邻接时，这提供了一个围绕并限定磁通量调制器170的窄的绝缘间隙。因此，在每个边-边距离308内，对一位信息进行编码。这个长度308也与二进码传感器420的每个接收器环路424和426的长度425相等。在多位码字中使用的位数以及边-边距离308确定二进码传感器420，因而也是电感式绝对位置传感器400的最大绝对测量范围。每个独特多位二进码字可识别电感式绝对位置传感器400沿二进码标尺428上的粗绝对位置。因此，虽然电感式绝对位置传感器400较佳地同时采用了二进码传感器420和细波长传感器410，但是电感式绝对位置传感器400能只用二进码传感器420而不用细波长传感器410提供绝对位置测量结果。然而，位置测量的分辨率较低。还应当明白，图16仅示出一部分标尺构件404，因而仅示出一部分二进码标尺428。通常，标尺构件404长得足以包含形成每个独特多位二进码字的足够多的磁通量调制器170和空间172。这个长度当然取决于构成多位二进码字的位数和设计规则。如图16所示，细波长传感器410的一对接收器绕组414和416类似于上述传感器210和230的接收器绕组214与216、和234与236。接收器绕组414和416沿测量轴300伸展。接收器绕组414形成多个极性交替变化的环路191，第二接收器绕组416同样形成极性交替变化的环路192。每个接收器绕组414和416的交替部分是在形成电感式绝对位置传感器400读出头402的印刷电路板的不同表面上形成的。同样，二进码传感器420具有多个在读出头402印刷电路板的一个表面上形成的第一极性环路424。二进码传感器420还具有多个类似的在读出头402印刷电路板的第二表面或层上形成的第二极性环路426。多个第一极性环路424与多个第二极性环路426偏移一个环路长度(距离425)。图17更清楚地示出这一情况。因此，对于第一和第二极性环路424和426的任何数n，第一和第二极性环路424和426遍布n+1个二进码传感器428的磁通量调制器170和空间172。如图17所示，多个第一极性环路424中的每个环路串接至位于印刷电路板另一层上并与第一极性环路424一侧直接邻接的多个第二极性环路426中的一个环路。因此，相邻的各对第一和第二极性环路424和426形成多个平衡环路对427。如果没有调制器调制发射器绕组422产生的磁场通量，每对平衡的环路427通常不产生输出信号。当平衡的一对环路427的第一极性环路424和第二极性环路426都位于一对空间门2或一对磁通量调制器170上方时，在第一和第二极性环路424和426中感应的EMF是相等的。因此，这对平衡环路427的信号输出的净电压幅度为零。相反，假设磁通量调制器170是削弱器型元件，第一极性环路424是正极性环路，第二极性环路426是负极性环路，当正极性环路424位于空间172之上，负极性环路426位于磁通量削弱器170之上时，这对平衡环路427输出正幅度电压信号。即，在正环路424中感应的EMF未被削弱。然而，在负极性环路426中感应的EMF被削弱了。因此，在这对平衡环路427中感应产生净的正EMF。因此，这对平衡环路427输出正幅度电压信号。此外，如果一对平衡环路427的正极性环路424位于磁通量削弱器170之上，而这对平衡环路427的负极性环路426位于空间172之上，那么，这对平衡环路427输出一净电压幅度信号。即，在负极性环路426中感应的EMF未被削弱，而在正极性环路424中感应的EMF被削弱了。因此，在这对平衡环路427中感应产生净的负EMF。这对平衡环路427输出负电压幅度信号。应当明白，如果磁通量调制器170是增强器型元件，而不是磁通量削弱器，或者第一极性环路424和第二极性环路426的极性相反，那么电压幅度也相反。当然，如果同时都作变化，电压幅度则保持不变。图18更详细地示出标尺构件404，图430表示当任何一对平衡环路427与每一对相邻磁通量调制器170和/或空间172相关时，这对平衡环路427的输出与码对位置以及产生的沿标尺构件404每个位置上二进码传感器420输出有关的二进码的值。如上所述和图18所示，当一对磁通量调制器170或一对空间172相邻时，位于这对相邻磁通量调制器或这对相邻空间之上的一对平衡环路427的输出为零。将这定义为逻辑“0”值，如图18所示。相反，当空间172与磁通量调制器170相邻时，位于这对空间172和相邻磁通量调制器170之上的一对平衡环路429的输出或是为正电压或是为负电压。把这两种电压定义为逻辑“1”值。具体说，每个逻辑“1”值对应于沿二进码标尺428磁通量调制器170与空间172之间的过渡。同样，每个逻辑“0”值对应于在二进码标尺428上没有过渡。图18所示的输出与码对位置的图430对应于当读出头402沿码标尺428移动时二进码传感器420多个平衡对427中任何一对产生的接收器输出信号。因此，二进码标尺428中每一组七对相邻磁通量调制器170和空间172限定一个7位二进码字。即八个相邻的磁通量调制器170和/或空间172形成7对相邻元件或7对码。由二进码传感器420七对平衡环路427中的一对来敏感七对相邻元件的码中的一对。因此，在二进码标尺428中可编码的码字，理论最大值为128(＝27)，从“0000000”到“1111111”。在二进码标尺428中沿测量轴300适当地排列磁通量调制器170和空间172，从而在移动读出头402时，读出一组独特二进码字中不同的码字。即当读出头402移动的距离等于长度308时，从二进码传感器420输出的码字从128个码字中的第一个码字变到128个码字中的第二个码字。还应当明白，二进码传感器420可以包括任何对数的平衡环路427。此外，二进码传感器420每增加一对平衡环路427，在二进码标尺428上可编码的有用码字的数目大约翻一倍。还应当明白，通过利用平衡环路对427，二进码传感器420不必沿二进码标尺428移动而读出一个二进码字。还应当明白，由于平衡对427探测过渡的存在与否，在二进码标尺428中相邻元件之间不必留有空间。即，另一方面，能够直接把两个磁通量调制器170置于相互邻接位置，而无需间隔空间。因此，本例中的距离306等于距离308。因此，在本较佳实施例2中，二进码传感器420的二进码标尺428能够有利地利用最大密度的磁通量调制器170和空间172。码轨道401和读出头394基本采用每个导电元件414的整个单位距离416，以从可用的空间有效地提供最强的接收器输出信号。应当明白，可以如上参照图9所述或如下参照图24所述，进行平衡环路对427发射器绕组412和接收器绕组的信号处理。由取样保持电路(未示出)对七对平衡环路427的输出信号进行取样和保持，然后由模拟-数字转换器对所保持的信号进行数字化并输出到微处理器(未示出)。微处理器把足够大的正或负的数字化信号判读为逻辑“1”值，把足以为零的接收器输出的数字化信号判读为逻辑“0”值。应当明白，如果电感式绝对位置传感器400的二进码传感器420仅有一个平衡对427，那么，在通电时(或者如果绝对数据被恶化)，这个平衡对427会在二进码标尺上移动大约边-边距离308的七倍，以获得表示绝对位置的整个码字。移位寄存器(未示出)能够对单个平衡对427起到中间存储器件的作用。当二进码传感器420中平衡对427的数目小于码字中的位数时，应采用另一种方法。当读出头402沿二进码标尺428移动时，移位寄存器顺次地收集各个位。为了避免在平衡对427中心未足够位于码对上时任意读出码位，可以用细波长传感器410的信号确定平衡对427的中心何时位于磁通量调制器170和空间172的码对上。因此，细波长传感器410的信号表示应当何时激发平衡对427并把一个新的位计入移位寄存器。一旦收集一个完整码字，它被并行地输出到微处理器。根据移动方向，增加或减少移位寄存器的计时。如上所述，由细波长传感器410的90°相位差信号可确定移动方向。因此，移位寄存器总是以边-边距离308的分辨率存储对应于电感式绝对位置传感器400绝对位置的码字。结果，在通电(或数据恶化)后获取第一码字以后，需要单个平衡对427最大仅扫描一个边-边距离308，以确定下一个绝对位置。为了使在通电(或数据恶化)后为确定绝对位置读出头必须移动的距离减至最小，二进码传感器420较佳地采用与码字中的位数相同的平衡对427，如图16所示。用这种方法，通过选择合适的信号处理电路、细心选择的码设置和合适的译码算法，可以使读出头402最少或者一点也不需要在标尺构件404上移动，便可读出并译码任何码字。如果码字位的信号处理电路是粗，例如对于单个平衡对427的输出仅有2位测量分辨率，那么，为了明确确定所有码位的值，需要使读出头402在标尺构件404上的一些位置上移动。然而，所需的移动仍然只有±1/2边-边距离308的量级上。为了提供制备的经济性，可采用这种粗的信号处理电路。二进码传感器420的一个缺点是依赖于与逻辑值相对应的信号幅度。具体说，逻辑“0”值相应于零幅度信号。即，当一个码对的元都是磁通量调制器170或者都是空间(即不存在过渡)时，平衡对427未提供信号输出。同样，逻辑“1”值相应于足够大的正信号或是足够大的负信号。即，只有在标尺元的相应的对不是都是磁通量调制器或者不是都是空间(即过渡的中心几乎在平衡对427下)时，平衡对427才提供强的信号输出。图19和20示出本发明电感式绝对位置传感器的第三较佳实施例。图19和20所示的这个较佳实施例3通过改善接收器输出的信号，在逻辑值之间提供更大的信号差。如图19所示，在较佳实施例3中，电感式绝对位置传感器采用二进码传感器420的一种改型440。在这个二进码传感器440中，将每个码标尺元174(即磁通量调制器170和空间172)划分成两个部分。使每个标尺元174重新排列，以包含或是1)磁通量调制器170和空间172二者；2)两个磁通量调制器；或是3)两个空间。二进码传感器440的二进码标尺448的标尺元174是这样排列的，在相邻标尺元174之间的磁通量削弱器170和空间172之间总有一个过渡，如图20所示。同样，如图19所示，第一正极性环路444和第二负极性环路446仅为一半的长度，不再重叠。平衡对447的正电压对应于逻辑“1”值，而负电压对应于逻辑“0”值。图20示出产生的输出与码对位置的关系图432。如图20所示，当正极性环路444位于空间172之上，负极性环路446位于磁通量削弱器170之上时，平衡对447输出一正幅度信号(即逻辑“1”)。另一方面，当正极性环路444位于磁通量削弱器170之上，负极性环路446位于空间172之上时，平衡对447输出一负幅度信号(即逻辑“0”)。因此，逻辑“1”与逻辑“0”之间的电压差是二进码传感器420电压的两倍，提高了区别逻辑“1”与逻辑“0”的能力。此外，在这个较佳实施例3中，正信号和负信号并不具有相同的逻辑值，这与较佳实施例2一样。因此，在这个较佳实施例3中，假设磁通量调制器170是磁通量削弱器，可以用磁通量增强器取代空间172。在这种情况下，在平衡对447中产生的净的正、负信号幅度将比采用空间172时还大。这进一步增大逻辑“1”与逻辑“0”之间的电压差，进一步提高区分逻辑“1”值与逻辑“0”值的能力。图21、22、和23示出电感式绝对位置传感器400的第四较佳实施例。在电感式绝对位置传感器400的较佳实施例4中，如图21和22所示，二进码传感器450有八个平衡对457。多个平衡对457被发射器绕组452所环绕，而发射器绕组412仅环绕发射器然则414和416。这与实施例2和3相反，实施例2和3对两个传感器共用一个发射器绕组。与较佳实施例2和3相类似，每个平衡对457有一个第一正极性环路454和一个第二负极性环路456。然而，在这个较佳实施例4中，第一和第二极性环路454和456不是象以前的实施例那样沿测量轴300对准，而是垂直于测量轴300对准。较佳实施例4的二进码传感器450有标尺元174，包括在标尺构件404上形成的两个平行部分。二进码标尺458包括一个上部459和一个下部459’。这两个部分沿测量轴300排列。上部和下部459和459’各包括多个标尺元174，包括多个磁通量调制器170和多个空间172。每个标尺元174的长度等于边-边距离308。正电压对应于逻辑“1”值，负电压对应于逻辑“0”值。图23示出产生的输出与码对位置的关系图434。如图23所示，当正极性环路454位于空间172之上，负极性环路456位于磁通量削弱器170之上时，平衡对457输出一正幅度信号(即逻辑“1”)。另一方面，当正极性环路454位于磁通量削弱器170之上，负极性环路456位于空间172之上时，平衡对457输出一负幅度信号(即逻辑“0”)。因此，逻辑“1”与逻辑“0”之间的电压差是二进码传感器420电压的两倍，从而提高了区别逻辑“1”与逻辑“0”的能力。此外，在这个较佳实施例4中，与在较佳实施例3中一样，正信号和负信号并不具有相同的逻辑值。因此，在这个较佳实施例4中，假设磁通量调制器170是磁通量削弱器，可以用磁通量增强器取代空间172。在这种情况下，在平衡对457中产生的净的正、负信号幅度将再次大于采用空间172时的值。这进一步增大逻辑“1”与逻辑“0”之间的电压差，进一步提高区分逻辑“1”值与逻辑“0”值的能力。对于较小的边-边距离308，二进码传感器450是较佳的，因为可更均匀地形成调制器170的形状，如正方形。这与较佳实施例2和3的二进码传感器420和440中所用的较细长的调制器170的情况不同。二进码传感器450中的均匀、较大尺寸的调制器170通常更易于制备。具有较小边-边距离308，对于读出头402与标尺构件404之间给定的间隙171，二进码传感器450提供的接收器输出信号幅度比二进码传感器420和440大。然而，较佳实施例3和4的二进码传感器440和450可提供固定输出信号。即，每个平衡对447或457输出易于相互区分的正或负的电压信号，为二进码提供牢固的基础。如上所述，由于磁通量调制器170的磁通量调制作用，包括平衡对码的敏感绕组的接收器绕组中感应的信号比发射器绕组产生的强发射器磁场弱。因此，发射器磁场效应的平衡是提高信-噪比和消除发射器与接收器绕组之间任何干扰和不需要“非平衡”串音的重要特征。在绕组的输入/输出端子和绕组的末端和边缘很可能出现这种串音。因此，端子与绕组相隔一定距离。此外，发射器绕组的端部较佳地沿测量轴300延伸至少超出接收器绕组一个波长193。这进一步降低非平衡边缘效应。图24示出与读出头402连接的信号发生与处理电路240的较佳实施例2。在图24中，编号与图9中的相同的这些元件以相同的方式工作，因此，不作进一步讨论。读出头402基本上与图21所示的读出头相同，但是包括一个8位二进码传感器450’。信号发生与处理电路240的这个较佳实施例2包括与二进码传感器420、440、450或450’，而不是传感器220和230连接的部分。由于信号发生与处理电路240的这个较佳实施例2仅有两个传感器410和(420、440、450或450’)，所以，选择开关242仅有两个位置。与细波长传感器有关的电路和信号处理步骤基本上与以上参照图9-15所作的描述相同。正如在信号发生与处理电路240的实施例1中，信号发生器250驱动细波长传感器410的发射器绕组212。前置放大器245对接收器绕组414和416的接收器绕组输出信号进行放大并将其输入到取样和保持电路260。然而，由于仅有一个细波长传感器410，而不象较佳实施例1那样有三个细波长和中波长传感器210、220和230，因此，取样和保持电路260仅有两个取样和保持子电路261和266，取样和保持电路260的输出被输入到A/D转换器246。第二取样和保持电路460的输出也输入到A/D转换器246。第二取样和保持电路460具有多个放大器462。图24所示的二进码传感器450’采用8位码字。因此，读出头402有8个平衡对457。于是，取样和保持电路260有8个放大器462和8个取样和保持电路264。为了确定二进码传感器450’的二进码字，通过开关242的端子2把驱动信号提供给发射器绕组252。这同时在所有8个平衡对457上感应出输出信号。正如前面对细波长传感器取样所作的描述，与发射器信号峰同步，8个取样和保持子电路464通过放大器462同时对平衡对457输出的码信号进行取样和保持。同时进行取样克服了因传感器移动而导致的问题。应当明白，对于平衡对457的码信号，不需要以高精确度进行分析。大约3至5位的测量分辨率就足够了。因此，放大器462结构简单，在集成电路上不占据过多空间。首先对接收器或接收器绕组414和416的细位置信号进行取样。其次对码或平衡对457的粗位置信号进行取样。在已经完成所有接收器和码信号的取样并将其存储在取样和保持子电路261、266和464中后，A/D转换器246把取样信号转换为微处理器216可以处理的数字信号。A/D转换器246较佳地是传统的逐次接近型转换器。A/D转换器246较佳地具有可选择的转换分辨率。因此，以8位高分辨率对接收器绕组414和416输出的细位置信号进行转换。相反，以3位较低的但是较快的分辨率对8个平衡对457输出的粗信号进行转换。如图25的时序图所示，在对接收器绕组414和416的接收器输出信号取样后，并行地对平衡对457输出的码信号取样。在短时间间隔t11内，对接收器绕组414和416的接收器信号和平衡对457的码信号取样并将其存储在取样和保持子电路261、266和464中。在完成对所有接收器信号和码信号的取样和存储后，在较长时间间隔t12内，把所存储的信号一次一个地输出到A/D转换器246，将其转换为微处理器241可处理的数字信号。在完成对接收器信号和码信号的数字化和将其输入到微处理器241后，利用图12至15所示流程图的有关步骤，微处理器241确定细波长相位位置φ1。然后，如下所述，微处理器241确定根据码信号导出的绝对位置码字。该码字唯一地识别一特定位置号“Pos#”，如图27所示和如下所述。每个位置号对应于读出头402相对标尺构件404的一已知绝对位置x码。在这个实施例中，每个这样的绝对位置在空间上与相邻细波长的同一相对相位位置φ码同步。即，在“Pos#”中，每个增量相应于一个细波长λ1的绝对位置增量。较佳地，在φ码＝0处该绝对位置在空间上同步。因此，为了以最高分辨率计算绝对位置，微处理器241利用图12至15所示流程图的有关步骤计算PF＝φ1*(λ1/2π)，把总的高分辨率绝对位置计算为x码+PF。如果平衡对457的中心不在标尺元174之上，因而产生含糊的低幅度的码位信号，尽管如此，微处理器241还是确定码字，以下更详细地描述。例如，如果一个码位信号的的低电压幅度在最大正电压的四分之一与最大负电压的四分之一之间，微处理器241首先确定与具有足够高电压幅度的非含糊码信号相对应的位，然后按如下所述，填入含糊值。在图25中，把这称作“清扫”。然后，如上所述，微处理器241确定总绝对位置。耦合到二进码传感器420、440、450或450’的微处理器241通过把取样的码字与查找表相比较，确定粗的绝对位置。查找表较佳地被存储在永久存储器(未示出)中。查找表使给定的码字与给定的粗绝对位置x码相关。在码的较佳实施例1中，采用7位码字。这7位码字包括开始/停止标识和一个二进制数。把三个连续位用作开始/停止标识。这些位识别何处开始或结束一个给定码字。例如，开始/停止标识可以是二进制串“001”。在7位码字中其余四位形成7个唯一二进制数中的一个。如上所述，每个唯一的二进制数对应于一个特定的粗绝对位置。用这四个位，理论上可提供16个可能的二进制数，“0000”至“1111”。然而，由于微处理器241可能会把一些数错当作开始/停止标识，因此必须排除某些数。可能会错当作开始/停止标识的数是“0001”、“0010”、“0011”和“1001”。去除这四个会错当作开始/停止标识的数，可用的12个数是“0000”、“0100”、“0101”、“0110”、“0111”、“1000”、“1010”、“1011”、“1100”、“1101”、“1110”、“1111”。图18、20和23中所示的二进码标尺428、448和458示出了根据标注标识470如何把开始/停止标识“001”与4位二进码字组合起来。为了在合理的制造容限内提供精确的位置测量结果，根据现有的印刷电路板制造技术下，边-边距离308较佳地等于细标尺波长304的二分之一，即等于λ1/2。图16-24中所示的细波长传感器410的标尺418，其波长λ1较佳地为5.12mm。微处理器241能够在这个波长内插值，获得约0.01mm的位置分辨率。因此，边-边距离308等于2.56mm。如果二进码标尺428采用7位码字，每个码字的总长度等于这个距离的七倍。因此，码字的长度为7×2.56mm＝17.92mm。在这7位码字中能够对上述的12个二进制数进行编码并能识别开始位的位置，因此，7位二进码传感器420、440和450的总范围是码字总长度的12倍，即12×17.92mm＝215.04mm。对于大多数卡尺应用而言，大约215mm的范围是足够了。另一方面，卷尺测量所需的测量范围更长。在这种情况下，可以把码字长度增加到11位。在这11位中，4位用作开始/停止标识0001。留下96个二进制数可供使用。结果，11位码字长度可提供的总范围约为2700mm(96×11×2.56mm＝2703mm＝2.703m)。如果采用7位码字，要求读出头至少有7个平衡对427、447或457。为了使微处理器能够确定读出头的位置，不需要使读出头与单个码字对准。而是，平衡对427、447或457可跨越两个相邻码字。例如，如图16所示，由二进码传感器420、440或450读出的7位二进串能够跨越两个相邻的完整码字，如码字“1010001”和“1011001”，输出二进串“0110110”。在这种情况下，两个相邻码字“1010001”和“1011001”的开始停止标识都不能被完全读出。微处理器在输入二进串“0110110”后，首先识别该二进串缺少开始/停止标识“001”。因此，微处理器241从两个相邻码字中确定各包括两个独立开始/停止标识部分的二进串的开始和结束。此外，微处理器知道开始/停止标识是从“0”开始而不是从“1”开始的。因此，根据这一信息，微处理器确定，在串“0110110”中最右面的“0”是最右面的开始/停止标识中第一个“0”。在最右的左方四个数字“01011”对应于对粗绝对位置编码的二进数。因此，利用适当的查找表，微处理器216根据二进数1011确定读出头402粗绝对位置。微处理器216利用开始/停止标识作为中位置测量。例如，在二进码标尺428、448或458中每个码字采用二进串“001”作为停止标识。因此，停止标识“001”被置于二进数之前。那么，粗绝对位置对应于每个码字的开始。在上述的例子中，微处理器识别与最左停止标识中第二和第三位数对应的二进串“0110110”中最左面的两位“01”。由于二进串距离用二进数“1011”编码的粗绝对位置开始的左方是两个边-边距离308，微处理器241使粗绝对位置调整两个边-边距离308。因此，微处理器241从二进数“1011”限定的粗绝对位置中减去两个边-边距离308。然后，细波长传感器410提供微处理器216用于确定读出头402的总绝对位置的细位置测量结果。二进码标尺428、448或458的第二较佳实施例有8位标尺图案以及该图案所用的相应查找表。图26和27分别示出8位图案和查找表。图26所示的位图案是沿码轨道编码的，对于每个边-边距离308提供一连串“0”和“1”。这8位码字不采用开始/停止标识。因此，可以把每个码字中所有8位用于定义绝对粗位置。因此，在标尺图案第二较佳实施例中所用的8位标尺图案比在标尺图案第一较佳实施例中所用的7位标尺图案的范围更大。用图26所示位图案编码的每个8位码字至少有一个强“1”或至少有一个强“0”。即，在每个8位码字中至少有一对相邻的“1”或至少一对相邻的“0”。此外，由于可能的独特码字的数目更大，一个8位码字也有更大的可能范围。如果用8个平衡对427、447或457读出位图案，当读出头从标尺构件404的一端移动到另一端时，这8个平衡对427、447或457将输出256个独特的码字。如下所述，“0”和“1”交替的串能够提供一个含糊信号。因此，如果去除8位数“01010101”和“10101010”，可保留254个独特码字。通过使二进码标尺的两端连接起来，也能够把位图案制成圆形。这是形成旋转或圆柱编码器的二进码标尺的一种方法，如图28和29所示。如果以这种方式构造，在二进码标尺的一个完整取样期间将不会读出重复的码字。应当明白，当把二进码标尺的端头连接起来形成旋转或圆柱形编码器时，图26所示的前8个“0”和后7个“0”将重叠，形成一组8个连续“0”。8位标尺图案的绝对测量范围等于254倍边-边距离308。例如，如果细波长λ1等于5.12mm，二进码传感器420、440或450的绝对范围是254×(5.12mm)＝1300mm。对于需要更长绝对测量标尺的应用，如在卷尺测量中，较佳地可采用12位码字。边-边距离308等于5.12mm，12位标尺图案的绝对范围等于(212-2)×5.12mm＝20.96m。在这个例子中，去除了两个“0”和“1”交替的码字。如果读出头402在二进码标尺428、448或458上的定位，使8个平衡对427、447或457定位成与码字“00001100”对准，微处理器把这个码字的二进值判读为“12”。从图27所示的查找表，12的十进码值对应于位置15。如果细波长λ1等于5.12mm，那么，粗绝对位置约为76.8mm(15×5.12mm)。如果使读出头402向右移动两个边-边距离308，读出头402与二进码字“00110000”对准。微处理器把这个二进码字“00110000”判读为“48”。如图27查找表中所示，这个值对应于位置17。因此，新的粗位置约为87.04mm。应当明白，基于这些详细描述，能够把查找表和微处理器241构造成仅基于二进码字便能识别读出头402的绝对位置，无需把码字转变为十进值。二进码传感器420、440或450需要平衡对与二进码标尺428和448中的标尺元174对准，以输出非含糊的二进码信号。结果，采用这些二进码标尺传感器的电感式绝对位置传感器400不提供真实绝对位置。这是因为，在特定位置上，这些二进标尺传感器需要适当移动读出头402，使读出头402与标尺元174对准以获得平衡对的非含糊输出。因此，电感式绝对位置传感器400较佳地采用二进标尺传感器450，因为二进标尺传感器450使绝对位置传感器400能够确定读出头402在标尺构件404上任何一点的绝对位置。图30-32示出一部分示范的二进码标尺472、8个平衡对470和多个平衡对470输出的波形436。二进码标尺包括多个标尺元474，包括多个磁通量调制器和多个空间。在图30-32中，对在平衡对470中产生逻辑“1”信号的磁通量调制器和空间的排列加了阴影，并将其称为磁通量调制器474a，而对产生逻辑“0”信号的磁通量调制器和空间的排列未加阴影，并将其称为空间474b。在波形436中正电压幅度(峰)对应逻辑“1”值，而在波形436中负电压幅度(谷)对应逻辑“0”值。在波形436中每个峰或谷的宽度对应波形436中连续逻辑“1”或“0”值的数。如图30-32所示，8个平衡对同时检测码字的8个位。在图30中，8个平衡对470与形成码字476的标尺元474对准。因此，平衡对470检测码字“10100100”。当8个平衡对470沿测量轴300向右移动时，8个平衡对470与形成码字478的标尺元474对准。因此，平衡对470检测下一个完整码字“01001001”，如图31所示。当8个平衡对470不是严格与二进码标尺472中每个标尺元474对准时，电感式绝对位置传感器400也能判读码字。如图32所示，8个平衡对470位于图30和31所示的两个位置之间。即，8个平衡对470位于码字476与478之间。因此，8个平衡对470输出与码字“uuu0uu0u”对应的信号，这里u代表非限定或未知的值。即，“u”表示输出信号在逻辑“1”值与逻辑“0”值之间。如图32所示，每个平衡对470的中心与从一个标尺元474到相邻标尺元474过渡区对准。因此，8个平衡对470中仅有两个输出与逻辑“0”值对应的明确限定为谷的信号。然而，尽管如此，微处理器241可确定平衡对470相对标尺472的位置。微处理器开始识别，仅有两个或多个相同类型(即两个磁通量调制器或两个空间)相邻标尺元474产生非含糊逻辑“1”或逻辑“0”值，而两个不相同类型(即一个磁通量调制器与一个空间相邻)相邻标尺元474产生不确定的或含糊的值。在工作期间，微处理器241对8个平衡对470中的每一个输出的信号的幅度分类。假设二进标尺传感器450被用于执行平衡对470，逻辑“1”对应于大约等于正参考电压的电压值，即施加到A/D转换器246的值，V幅度，如+5V；而逻辑“0”对应于大约等于负参考电压的电压值，即施加到A/D转换器246的值，-V幅度，如-5V。正、负参考电压较佳地等于码字的最强正、负位信号的幅度。因此，微处理器241对平衡对470输出的码信号(如具有强或弱逻辑“0”或“1”值，或不确定的)的幅度分类。当相应的平衡对470与一个空间474b对准或接近对准，或者位于二进码标尺472中两个空间474b之间时，微处理器241把码信号判读为强逻辑“0”。当相应的平衡对470位于一个空间474b与一个磁通量调制器474a之间，但是更靠近空间474b时，微处理器241把码信号判读为弱逻辑“0”。当相应的平衡对470基本相等地位于一个空间474b与一个磁通量调制器474a之间时，微处理器241把码信号判读为非限定的逻辑值。当相应的平衡对470位于一个空间474b与一个磁通量调制器474a之间，但是更靠近磁通量调制器474a时，微处理器241把码信号判读为弱逻辑“1”。当相应的平衡对470与一个磁通量调制器474a对准或接近对准，或者位于两个磁通量调制器474a之间时，微处理器241把码信号判读为强逻辑“1”。A/D转换器246把每个平衡对470输出的电压信号转变成二进值。然后根据表2，微处理器241确定给定的平衡对470是否输出一强或弱逻辑“1”或“0”，或非限定的逻辑值。具体说，表2示出根据提供给A/D转换器246的电压，判读逻辑值的示例。V幅度是平衡对470信号的电压幅度，即，这些信号的范围在+V幅度与-V幅度之间。表2可以用模拟比较器，而不是A/D转换器246有选择地把极值设定在表1中所示的五个逻辑值之间。根据A/D转换器246输出的转换码信号，微处理器241按照下列步骤分析每个码字。首先，微处理器241确定一个平衡对470的给定码信号是否大于0.2信号幅度(＞0.2V幅度)。如果是，那么信号对应于逻辑“1”。同样，在第二步中，如果被转换码信号小于-0.2信号幅度(＜-0.2V幅度)，那么它对应于逻辑“0”。如果在码字中仅有逻辑“0”和“1”值，那么，不需要进一步的处理便能确定码字，因而确定读出头的绝对位置。然而，如果一个或多个平衡对470输出的码信号不是落在这些范围内，必须作附加处理。在这种情况下，微处理器241更精确地确定8个平衡对470输出的码信号的逻辑值。因此，在第三步中，如果给定码信号的值大于0.6信号幅度(即＞0.6V幅度)，那么微处理器确定它是强逻辑“1”。当相应的平衡对470位于两个磁通量调制器474a之间时就出现这一情况。反之，如果码信号的值小于或等于0.6信号幅度(即≤0.6V幅度)，那么它是弱逻辑“1”。在第四步中，微处理器241同样地根据表2确定强和弱的逻辑“0”。如果码信号既不比“1”强或弱，也不比“0”强和弱，那么把它分类为“非限定的”。在确定非限定码信号时弱逻辑“1”和“0”码信号较佳地被当作非限定的。然而，弱逻辑“1”和“0”值提供了有关读出头402接近哪个码字的信息。因此，弱逻辑“1”和“0”值有助于微处理器241确定中间位置。在最后一步中，利用已经确定的强逻辑“1”和“0”值，微处理器241确定非限定的码信号的值。如果一非限定或弱的值接近一已知逻辑“1”值，那么，跟着必须是逻辑“0”值，反之亦然。例如，如图32所示，微处理器241从A/D转换器246接收码字“1uu0u10u”。两个“0”被定义为强逻辑“0”值，两个“1”值被定义为弱逻辑“1”值。微处理器241知道一个强逻辑“0”值对应于两个相邻空间474b。表3示出传感器元0-7，它们对应于图32所示的8个平衡对。表3中所示的传感器元的位值是由微处理器241根据平衡对470输出的码信号确定的。码轨道的位对应于以二进码标尺472编码的逻辑值。由于存在非限定的传感器元的位，平衡对470不与二进码标尺元474对准。在表3中这用偏差来表示。表3</tables>有下划线的对应于传感器元4的传感器元的位是一个强逻辑“0”值。因此，微处理器216认为这个值对应于两个相邻空间474b。可以把它作为码轨道位行中码轨道位4和5的逻辑“0”值增加到表3中，如表4所示。表4</tables>同样，可以把逻辑“0”值增加到码轨道位行中码轨道位1和2上，如表5所示。表5</tables>然后，从码轨道位1、2、4和5的已知值着手，微处理器241确定码轨道位0、3和6的值。传感器元0是非限定的，必须位于具有逻辑“0”值的码轨道位与具有逻辑“1”值的码轨道位之间。由于已知码轨道位1具有逻辑“0”值，而码轨道位0必须具有逻辑“1”值。否则，如果码轨道位0具有逻辑“0”值的话，传感器元0则是一个强“0”而不是非限定的。用同样的方法把码轨道位3和6的值确定为具有逻辑“1”值。表6示出具有码轨道位0、3和6逻辑值的码字。表6</tables>然后可以确定码轨道位7和8的逻辑值。传感器元6是非限定的，因此必须位于具有逻辑“0”值的码轨道位与具有逻辑“1”值的码轨道位之间。由于码轨道位6具有逻辑“1”值，码轨道位7必须具有逻辑“0”值。否则，如果码轨道位7具有逻辑“1”值的话，传感器元6则是一个强“1”而不是非限定的。表7示出具有码轨道位7逻辑值的码字。表7</tables>然后根据刚确定的码轨道位7的逻辑值，可以确定码轨道位8的逻辑值。传感器元7具有弱逻辑“1”值。因此传感器元7必须位于具有逻辑“0”值的码轨道位与具有逻辑“1”值的码轨道位之间。由于码轨道位7具有逻辑“0”值，码轨道位8必须具有逻辑“1”值。表8示出完全确定的码字。表8</tables>为了测试结果，微处理器241检查所有的弱的值是否以相同的方式与码轨道位相对应。即，如果传感器元7到码轨道位8比到码轨道位7更靠进，使得传感器元7具有逻辑“1”值，那么，同样，传感器元2取码轨道位3而不是码轨道位2的值。测试证明上述发现。结果，微处理器241确定读出头402位于码字466与468之间，这两个码字分别具有二进值“10100100”和“01001001”。微处理器进一步确定读出头402实际更靠近码字466。不是利用弱的“0”和“1”读出头位的值来确定读出头位于哪个码字内，可以读出精细标尺。当传感器移动一个细波长λF时，细的相位φF改变2π弧度。假设相位φF在-π与π之间变化，在码轨道标尺的两个码字之间的边界上通过0。在码轨道标尺的两个相邻码字之间选择一处，正的细相位φF意指传感器的位置在具有较高位置号的码字内，负的细相位φF意指传感器的位置在具有较低位置号的码字内。确定非限定值的这种方法不仅用于这里所述的电感式绝对位置传感器，而且适用于其它传感器，如光学传感器。这种传感器可以提供中心在正值上下的值，而不是如上所述的零电压。尽管如此，把二进标尺传感器传感器元输出的信号幅度分成五类的这种方法同样可以用于其它传感器。当读出头402位于两个码轨道位之间的中间位置时，仅有两个码字产生完全非限定的值。这些码字产生“0”和“1”交替的串，即，码字“01010101”和“10101010”。如果读出头402位于这些码字的标尺元474之间，所有的输出将是逻辑“1”值和逻辑“0”值之间的非限定的值。然而，微处理器241知道，仅是这两个码字提供这样的输出，因此，能够检测和判读这些码字。另一方面，二进码标尺472可以省略这些码字。如上所述，本发明可以用在编码器应用而不是线性编码器应用中。图28和29示出把电感式绝对位置传感器400装入细波长传感器410和二进标尺传感器450的较佳实施例5。在这个较佳实施例5中，电感式绝对位置传感器400适合于旋转编码器500使用。旋转编码器500包括一静止部分，即定子502和一旋转部分，即转子504。在定子502上形成发射器绕组412和452、接收器绕组414和416以及平衡对457，或者附着在其上。在定子504上形成标尺418和二进码标尺458，或者附者在其上。如图28所示，定子502可以是一个小的楔形部分。另一方面，对于较高的精确度和对机械失准的较大容限，定子502可以形成为一个类似转子504的整个圆盘形构件，或者由几个对称地放在圆周上的类似楔形部分构成。码轨道采用类似图26和27中所示8位码字的连续6位码字。6位码字提供64个可能的二进数。因此，每转一周能够测量64个粗的绝对位置。能够以1/512波长的精确度确定细波长内的位置。此外，细波长传感器410的标尺418每转一周(360°)提供32个完整细波长。因此，获得的总分辨率为每转一周32×512角度计数，即每转一周16384个增量。尽管采用二进码传感器420、440或450的电感式绝对位置传感器比采用图7中所示的传感器210-230的电感式绝对位置传感器优越，但如图33-37所示，本发明电感式绝对位置传感器的较佳实施例6另有一些好处。本发明电感式绝对位置传感器的较佳实施例1的缺点是，对于中或粗位置测量，对两个标尺的读数产生的移动十分敏感。在细波长传感器210、220或230中一个传感器读数产生的小误差会导致中或粗位置计算的很大误差。误差因子等于λM/λF或λC/λF之比。因此，测量期间细波长传感器220和230之间移动仅为80μm，在中等位置测量中将会产生约1.28mm的误差。1.28mm的误差约等于细波长λ1或λ3的二分之一。由于中位置测量是确定电感式绝对位置传感器的读出头202位于哪个特定细波长内，二分之一个细波长λ1或λ3误差是不能接受的。对于两个细波长之间约160μm的测量误差，计算的粗位置测量结果会偏移二分之一个中波长这么大。为了避免在较佳实施例1的两个细标尺之间不容许的移动误差，如图33所示，第六较佳实施例的电感式绝对位置传感器600采用一个中波长λM1为40.96mm的中波长传感器610替代较佳实施例1中的两个细波长传感器，中波长是从两个细波长导出的。结果，中波长传感器610的标尺612，其每个磁通量调制器170的长度约为中波长的二分之一，即20.48mm。电感式绝对位置传感器600的读出头602上形成有中波长传感器610的接收器绕组614和接收器绕组616。接收器绕组614有一个长条形的“+”环路191a和一个长条形的“-”环路191b。同样，接收器绕组616有一个长条形的“+”环路192a和一个长条形的“-”环路192b。由于中位置测量结果是直接从中波长传感器610而不是从两个细波长传感器取得的，实际上消除了上述的移动误差。为了提供粗位置测量，电感式绝对位置传感器600有一个第二中波长传感器620。这个第二中波长传感器620的中波长λM1为35.84mm。λM1与λM2之间的相位差提供286.72mm的粗波长。由于下述的原因，各个波长较佳地应是基本波长的不同整数倍，是偶数整数倍则更好。在电感式绝对位置传感器600中所用的较佳波长的关系为λM1＝16×λ3和λM2＝14×λ3，这里λ3＝2.56mm，如较佳实施例1中所述。电感式绝对位置传感器600避免了电感式绝对位置传感器200中在中和粗计算期间会出现的两个细波长测量结果之间的误差。由于用于产生粗位置测量结果的两个波长λM1和λM2比细波长λ3约大15倍，空间相位计算结果对移动的敏感性低15倍。例如，为了产生约二分之一中波长λM1的移动误差，粗位置测量必须偏移约20mm。这对应于两个中波长传感器610和620之间误差约为2.7mm。2.7mm误差比上述的160μm误差要更易于防止。结果，电感式绝对位置传感器600对于确定粗位置测量的两个波长之间移动的敏感性低20倍。电感式绝对位置传感器600还包括一个位于两个中波长传感器610和620之间的采用细波长λ3的细波长传感器630。为了使细波长传感器630与中波长传感器610和620之间的电磁耦合和寄生耦合减至最小，中标尺618和628中的磁通量调制器170的长度等于整个细波长的整数倍。这使中波长传感器610和620对细波长传感器630的影响减至最小。由于中波长标尺618和628中磁通量调制器的末端总是与细波长传感器630的细标尺638中一个给定细波长对准，使中波长传感器610和620与细波长传感器630之间的耦合减至最小。当标尺618、628和638相对读出头602移动时，由于中标尺618或628中一个的磁通量调制器引起的细波长传感器630中发射器绕组与接收器绕组之间的耦合的增大被另一端耦合的减小抵消，由于接收器绕组614和616，或624和626之间的对称性，细波长和中波长传感器610、620和630之间的总的寄生耦合应当接近为0。为了进一步降低电磁耦合，较佳地如图34-37所示形成读出头602。图34-37中每幅图显示了图33读出头的不同层或侧面。如图34和35所示，接收器绕组614和616、624和626、及634和636的每一个部分是在读出头602基底606的两层或相对两侧面上形成的。各部分合在一起，形成图33所示的接收器绕组614和616、624和626、及634和636。同样，图36和37示出图33中所示发射器绕组612、622和632的不同部分。中波长传感器610和620的发射器绕组612和622是在基底606的相对两侧面上形成的。相反，细波长传感器630的发射器绕组632是作为两个部分在与基底606的相对两侧上形成的。正如在较佳实施例1中一样，相互最接近的两个波长被置于分开距离最远，即，中波长传感器610和620被细波长传感器630分开。每隔3.5个细波长使细波长传感器630的接收器绕组634和636颠倒。同样，每3.5个细波长使细波长传感器630的发射器绕组632颠倒。使细波长传感器630的发射器/接收器绕组632、634和636颠倒，可降低中波长标尺对接收器输出信号以及产生的精细位置计算结果的影响。通常，每隔z/2细波长可使发射器和接收器绕组612、614和616颠倒，这里z是一个奇数整数。另一方面，两个中波长标尺618和628的磁通量调制器的长度约为细波长λ3的7倍。由于中波长λM2大体上等于细“颠倒”波长的整数倍，在中波长传感器620的接收器绕组624和626中，可使细波长传感器630的发射器绕组632的任何杂散磁场中性化，反之亦然。通常，如果细波长是(z*λF)/2，那么，中波长λM1或λM2应当是细波长λF的偶数倍。中波长传感器610的标尺618的磁通量调制器，其长度不是严格等于中波长λM1的二分之一。尽管中波长传感器610的中波长λM1不严格是细“颠倒”波长的整数倍，但是，与电感式绝对位置传感器200的较佳实施例1相比，在电感式绝对位置传感器600的较佳实施例6中，传感器之间的寄生耦合有了实质的下降。中波长传感器610仍然产生连续的信号。然而，存在偏离净正弦输出曲线的误差。这种小的误差不足以影响中波长的计算结果。中波长传感器610必须足够精确到能辨别读出头602位于哪个细波长λ3内。如果中波长传感器610未能提供足够的精确度，那么，可以采用另一个中波长传感器610作为“主”中波长传感器。在较佳实施例2-5中，二进码标尺和细波长标尺较佳地被置于尽可能靠在一起，以节省总的标尺宽度。发明人已经确定，细波长传感器与二进码标尺传感器之间的距离应当至少0.6λ细，这里λ细是细波长传感器的波长。在这个距离上，二进码标尺传感器对细波长传感器的影响可忽略不计。然而，如果二进码标尺被置于太靠近细波长标尺，它将干扰细波长的测量。出现这种情况是因为细的发射器磁场不仅受细波长标尺构件的调制，而且在较小的程度上还受二进码标尺构件的调制。这种对发射器磁场的附加调制在细波长测量中产生误差。为了避免这一误差，可以让二进码标尺移离细波长标尺。然而，这会产生总标尺宽度和读出头宽度都增大的不利影响。在图38所示的电感式绝对位置传感器的较佳实施例7中，示出一种使二进码标尺与细波长标尺分开而又不增大总的标尺宽度或读出头宽度的方法。如图38所示，删除了图23中所示的二进码标尺458的顶行，使二进码标尺728仅有一行标尺元。低于二进码标尺的零和一表示与标尺元有关的二进值。对这种单行的二进码标尺译码，需要对标尺字进行排列，从而在每个8位码字的一行中至少有两个“1”。这可以保证在平衡对727输出的码信号中至少有一个强“1”，平衡对应当位于两个码字之间，正如图32中所示的例子。在更好的二进码标尺728中，每个码字在一行中至少包含两个“1”和两个“0”。这就确保了每个码字至少有一个强“1”和一个强“0”。因此，对于每个码字，总是能够测量码字位的信号偏移及其信号幅度。这能够更坚定地进行二进码标尺728的读出，因为二进码标尺728是对信号偏移和信号幅度自定标的。即，在每个位置上，可测量码信号偏移S偏移和码信号幅度S幅度。码信号偏移S偏移定义为平衡对727输出的所有码信号的最小值。S幅度定义为平衡对727输出的码信号的最大值S最大减去平衡对727输出的所有码信号的最小值S最小。即S幅度＝(S最大-S最小)那么，码信号偏移S偏移是从每个码信号Sx中减去的，其结果除以码信号幅度S幅度，得到每个平衡对727的归一化码信号值SN，即SNx＝(Sx-S偏移)/S幅度因此，归一化的信号值SN在0和1之间变化。归一化的码信号值SN被分类，例如分成一般与表2中所示的类相对应的五个类别强00.0≤SN＜0.2；弱00.2≤SN＜0.4；非限定0.4≤SN≤0.6；弱10.6＜SN≤0.8；强10.8＜SN≤1.0；然后如上所述，相对表3-8对粗位置进行译码。这种方法也能够被用于使用两行的二进码标尺，如图16-26中所示的实施例2-5，以及通常绝对位置传感器中的串接码轨道，如光学传感器的光学码轨道。如上所述，位信号的分类较佳地是码信号模拟-数字转换后由微处理器进行的。找出码信号偏移和码信号幅度也能够在模拟-数字转换前进行。然后，可以把码信号幅度用作为A/D转换器的参考电压。这对A/D转换器的输出自动作归一化。因此，微处理器不需要进行码信号除以码信号幅度的费时的运算。图39示出为获得图24中所示A/D转换器246的归一化数字输出的模拟信号处理电路730的一个较佳实施例。如图39所示，图24中所示的取样和保持电路460的每个缓冲放大器462的输出接至高/低码信号选择器732和码信号选择器开关734。高/低码信号选择器732选择具有最高和最低信号幅度的码信号。从高/低码信号选择器732把这些最高和最低信号幅度输入到微分放大器736。具体说，最高幅度的码信号输入到微分放大器736的非倒相输入端，最低幅度的码信号输入到微分放大器736的倒相输入端。微分放大器输出最高与最低幅度码信号之间的幅度差。把这一码信号幅度差作为A/D转换器246的参考电压。在0和1之间，对A/D转换器246输出的码信号的数字值进行归一化。码信号选择开关734选择码信号并通过减法电路738一次一个地输出到A/D转换器246。具体说，码信号选择开关734的输出接至减法电路738的运算放大器的非倒相输入端。最低幅度的码信号被输入到减法电路738的运算放大器的倒相输入端。减法电路的输出输入到A/D转换器246。在当前码信号输入到A/D转换器246前，减法电路从当前码信号中减去最低幅度的码信号。图40示出高/低位信号选择器电路732的一个范例电路740。利用该电路确定四个信号输入的高信号和低信号。应当明白，能够针对任何信号数目对该电路进行扩展。以上用恒定的码字位数讨论了不同的二进码标尺。表9示出对于不同设计规则和不同的每个码字的位数，可供使用的码字的数目。表9表10示出假设标尺波长为3.2mm，对于表9中不同的设计规则和不同的每个码字的位数，可供使用的范围。表10如上所讨论的，当对二进码标尺进行读出时，有些平衡对可能输出含糊的或非限定的信号。当读出头位于标尺元之间，而不是与标尺元对准时就出现这种情况。用上述的表2-10的方法，通过保证至少有一个平衡对能够输出一非含糊的码信号，这个问题可以被克服。然而，这对码信号以及进行码信号幅度匹配和偏移匹配的信号处理电路提出了极为严格的要求。图41示出本发明电感式绝对位置传感器的较佳实施例8。在这个较佳实施例8中，二进码标尺传感器820具有第一组821平衡对827和第二组823平衡对827。具体说，第一组821和第二组823偏移二分之一边-边距离308或者边-边距离的奇数倍。因此，如果一个组821或823位于标尺元174之间，那么另一个组821或823将会与标尺元174对准。因此，当一个组821或823具有非限定的码信号时，而另一个组821或823将会具有适当限定的所有码信号。此外，可以用细波长传感器810确定应当采用哪一个组821或823。假设细波长与边-边距离308相等。当一个接收器绕组的电压幅度为正时，应当采用平衡对组821或823中的第一个组。相反，当这个接收器绕组的电压幅度为负时，应当采用平衡对组821或823中的另一个组。本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例8的一个缺点是读出头必须具有两倍的长度。对于第二组平衡对以及需要连接到信号处理电子电路，都需要增加空间。然而，增加的大部分空间是第二组平衡对所需要的。如图42所示，通过把两组平衡对交叉起来，在很大程度上能够弥补这个缺点。两组平衡对保持偏移1/2边-边距离。然而，现在仅需要增加很少的空间。本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例8的另一种形式是需要把第一组和第二组平衡对分布在一个薄的绝缘层的两面。即，以如上所述的交叉接收器绕组的相同方法交叉这两组平衡对。此外，这另一种形式不限于就是两组平衡对，而是可以采用任何数目的平衡对组数。在这种情况下，对于n组平衡对，这些组应偏移边-边距离308除以数n。因此，对于四组平衡对，各个组应偏移1/4边-边距离308。在这种情况下，根据两个接收器绕组相位差90°所表示的象限，选择合适的平衡对组数。图43示出本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例9。具体说，图43所示的电感式绝对位置传感器是对图21-23所示的电感式绝对位置传感器较佳实施例4的改进。如图43所示，二进码传感器950包括细波长传感器920。即，在读出头902上形成的二进码传感器950的8个平衡对957的每一对中，负极性绕组956位于细波长传感器920的一侧，而正极性绕组954位于细波长传感器920的另一侧。通过一对长的平行连接线955把每个平衡对957的负极性绕组956和正极性绕组954连接起来。同样，二进码标尺958的上部959和下部959’包括标尺构件904上的细波长标尺918。最后，在读出头902上形成单个发射器绕组912。单个发射器绕组912完全围住细标尺传感器920的发射器绕组914和二进码传感器950的8个平衡对957中每对的正极性环路954和负极性环路956。与较佳实施例4比较，在较佳实施例9的电感式绝对位置传感器900中，能够使二进码传感器950相对细波长传感器920位置更靠近些，而不会干扰细波长的测量。这节省了读出头902的空间，因而节省了整个电感式绝对位置传感器900的空间。此外，由于仅需要一个发射器绕组912，能够简化驱动电路。省掉一个发射器绕组和简化了驱动电路又节省了空间。最后，由于能够采用单个发射器绕组912，因此，能够同时对细波长传感器920和二进码传感器950进行驱动和取样。与较佳实施例4相比，细波长测量与二进码测量之间无时间滞后。这使电感式绝对位置传感器900的精确度比图21-23所示的电感式绝对位置传感器较佳实施例4有所提高。图44和45示出本发明电感式位置传感器较佳实施例10。具体说，图44和45仅示出电感式位置传感器1000一个标尺1058和若干个平衡对1057的示意图。应当明白，电感式位置传感器的较佳实施例10可以采用与二进码传感器上述任何一个实施例相同的发射器和接收器绕组结构。然而，标尺1058不是一个二进码标尺，而是一个增量标尺。即，在电感式位置传感器1000中，标尺1058沿测量轴延伸，由平衡对1057形成的各个接收器绕组垂直于测量轴延伸。这与以前的所有细波长和中波长传感器相反，这些传感器的接收器绕组是在平行于测量轴300的方向上延伸的。当平衡对1057沿测量轴300移动时，在负极性环路1056与磁通量削弱器170对准，正极性环路与空间172对准时，每个平衡对会输出最大正幅度的增量位置信号。当正极性环路1054与磁通量削弱器170对准，负极性环路1056与空间172对准时，每个平衡对会输出最小负幅度的输出信号。因此，可以把图44和45所示的位置传感器1000的较佳实施例10用于代替本发明实施例1-9中的任何一个中的细波长传感器。例如，可以用相应波长的增量电感式位置传感器1000取代三个细波长电感式增量位置传感器210、220和230。应当明白，标尺1058的磁通量调制器170(或是磁通量削弱器或是磁通量增强器)和空间172具有相同的形状并以“0”位置和“1”位置交替地排列的元。增量电感式位置传感器1000的读出头的平衡对1057是串联连接的，从而绕组方向具有图44和45所示的正极性和负极性。应当明白，图44所示的实施例对于垂直测量轴300方向上非对称磁场分布是极为敏感的。因此，如果磁场分布不是绕标尺1058的中心线301对称的，那么，输出信号就存在偏移，引起测量误差。相反，图45所示的实施例就不存在这个问题。在图45所示的实施例中，还把接收器绕组串联连接，使绕组的方向为图45所示的交替变化的正极性和负极性。此外，相邻平衡环路对1057的每个对1059位于标尺1058的一个波长1内。因此，相对沿测量轴300和垂直于测量轴300的任何非对称磁场分布，使相邻平衡环路对1057的每对1059平衡。因此，输出信号的偏移通常是0。此外，输出信号的偏移通常不会随节距或滚动失准而变化。即使把标尺1058装在导电标尺基底上也是如此。还应当明白，图45所示实施例的信号幅度是图44所示实施例信号幅度的两倍。还应当明白，在图43-45的每一幅图中，虽然仅示出细标尺传感器920和1000的一个接收器绕组或一组接收器绕组，以及仅示出二进码传感器950的一组平衡对957，然而，如实施例1-8所示，可以采用两个或多个细标尺接收器绕组。此外，如实施例8中所示，在二进码传感器950中可以采用两组或多组平衡对。图46A-46C示出本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例11。具体说，如图46A所示，细波长传感器1120和二进码传感器1150是相互重叠的，不是象实施例2-5和7-9中那样并排的。因此，二进码传感器1150的二进标尺1158既可用作二进码标尺又可用作细波长标尺。象在较佳实施例9中一样，电感式绝对位置传感器1100允许采用一个发射器绕组1120驱动细波长接收器绕组1114和二进码传感器1150的每个平衡对1157。图46B和46C分别示出细波长接收器绕组1114和平衡对1157，使之相互分开是更易于看清这些绕组和二进码标尺1158之间的关系。具体说，如图46A-46C所示，沿测量轴300延伸的磁通量调制器170和空间172的宽度是细波长λF的1/2。相反，沿测量轴延伸的平衡对1157的绕组宽度与细波长λF大约相等。同样，细标尺接收器绕组1114的波长也与细波长λF大约相等。因此，当细波长传感器1120的正极性环路与磁通量调制器170对准时，细波长传感器1120的负极性环路与磁通量调制器170之间的未调制间隙173对准，反之亦然。相反，在二进码传感器1150中，例如，当负极性环路1156与磁通量调制器170或空间172对准时，正极性环路1154与另外的空间172或磁通量调制器170对准。以这种方式，细波长传感器1120能够输出连续空间调制的感应耦合，由磁通量调制器170和空间172进一步调制。然而，与其它实施例相比，这个实施例的信号幅度范围减少约1/2。与此同时，二进码标尺传感器1150能够输出对应于强“1”和强“0”的信号幅度。然而，这个实施例的信号幅度范围也是二进码传感器其它实施例的信号幅度范围的1/2。由于仅需要一个发射器绕组1112，也简化了驱动电路，并能同时对细波长传感器1120和二进码传感器1150进行驱动和取样。此外，由于两个传感器是叠加的，比上述的较佳实施例9又节省了大量的空间。应当明白，虽然图46A-46C仅示出一个细波长接收器绕组1114和一组平衡对1157，然而可以采用多个细波长接收器绕组1114和多组平衡对1157，如实施例1-8所述。图47A-47C示出本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例12。在图47A-47C中所示的较佳实施例12一般与图46A-46C中所示的较佳实施例11是对应的。然而，在较佳实施例12中，不是采用图46A-46C中所示的细波长传感器和二进标尺传感器的一个二进码标尺，而是把二进码标尺1258叠加在细波长标尺1228上。其它地方，图47A-47C所示的较佳实施例12与图46A-46C所示的较佳实施例11一般是相同的。因此，不提供对这一较佳实施例12的进一步描述。图48A-48D示出本发明电感式绝对位置传感器较佳实施例13。一般，这个较佳实施例13与图47A-47C所示的较佳实施例12是相同的。然而，如图48A和48C所示，用形成封闭区1370和非封闭区1372的绕组1374取代了图47C所示的二进码标尺1258的磁通量调制器170和空间172。封闭区1370对应于磁通量调制器170，而非封闭区1372对应于空间172。在所有其它方面，图48A-48C所示的较佳实施例13与图47A-47C所示的较佳实施例12是相同的。图48D示出较佳实施例13的一种改型，这里，用一个独立的环路绕组1376代替细波长传感器1320的细波长标尺1328的每个磁通量调制器170。在其它地方，图48D所示的较佳实施例13的改型与图48A-48C所示的较佳实施例13是相同的。而本发明的较佳实施例通常是用作本发明的电感式传感器描述的，能够采用任何已知的传感器结构，如光学编码器实现二进码传感器。采用光学编码器，磁通量调制器170将代之以反射器，其反射比与反射器之间的空间上的反射比是不同的。因此，反射器代表逻辑“1”值，而空间代表逻辑“0”值。读出头则包括一个光电探测器，它一次检测一位，根据其反射比，或是作为逻辑“1”或是作为逻辑“0”。此外，虽然本发明较佳地采用了二进码传感器与细波长传感器，但是，本发明的绝对位置传感器能够简单地仅采用二进码传感器，而不采用细线性编码器。然而，位置测量的精确度差。如上所述，本发明提供的电感式绝对位置传感器能够提供高精确度的位置信号，并能够利用目前的印刷电路板制造技术廉价地生产。本发明对于颗粒，包括铁磁颗粒以及油、水和其它流体的污染是不敏感的。结果，在绝大多数的车间和其它户外环境中都能采用本发明的传感器。本发明不需要进行复杂而又花费大的密封，以防止污染物进入传感器。对于增量传感器，可以采用元件与读出头之间较大的间隙，最大达到2mm，仍然能够提供可接受的接收器输出信号和高的精确度。此外，二进码传感器能够容许更大的间隙。因此，在这种电感式绝对位置传感器中，精密的制造容限不是关键的。因而其制造成本比其它类型的绝对位置传感器更廉价。本发明的读出头是在高度比其宽度或长度小得多的一个薄的区域内形成的，结果，本发明能够适合于其体积要求比传统绝对位置传感器体积小得多的许多应用。本发明传感器的接收器绕组不是由有源电子电路驱动的，因此是无源的。接收器绕组只是在其输出端面产生一个EMF。通过一个合适的分析电路分析这个EMF，可测量读出头沿测量轴相对标尺的位移。本发明的标尺和码轨道也是无源的，因此，它们不需要与有源部分，如读出头的发射器绕组电耦合。结果，本发明的绝对位置传感器比其它电感型编码器更易于装入手持式测量工具中。本发明还提供一个低功率的驱动电路，使本发明的电感式绝对位置传感器进一步能装入电池供电的手持工具中。本发明的电感式绝对位置传感器在给定长度码字所允许的最长的波长或最长的距离上提供一个唯一的或绝对的位置。因此，本发明的电感式绝对位置传感器在断电或关闭后再次打开时，仍然能够提供相同的位置测量结果。有关专业人员将看到，上述的本发明提供了一种可以用在不同应用中的电感式绝对位置传感器。尽管为了说明起见已经描述了本发明的具体实施例，但是，只要不背离本发明的精神和范围，能够作出不同的等效改变。例如，虽然图中示示出以及描述了正弦形的接收器绕组和平衡对，但是可以是其它不同的几何形状，包括给定读出头中不同相位的不同几何形状。同样，这里示出并描述了矩形的磁通量调制器，但是可以采用其它的几何形状。这些几何形状应当产生信号输出与位移的非正弦函数，然后用专业人员已知的其它方法在查找表中能够模拟实际的函数。因此，根据众所周知的信号处理技术，能够改进或替代这里所述的位置计算方程。除了上述的不同传感器元以外，本发明还能够采用仅有一个与阈值检测电路相耦合的环路的传感器元，检测二进码标尺中的磁通量调制器。在这种情况下，磁通量调制器的长度等于边-边距离。因此，信号环路接收器将提供一个强信号。尽管本发明通常是利用两个或多个发射器绕组进行描述的，但是，可以采用一个发射器绕组，把所有接收器绕组和所有传感器元基本封闭起来。此外，尽管二进码轨道一直是作为较佳实施例描述的，这里，每个码轨道接收器绕组提供二进码字的一个位，但是，专业人员知道，从每个码轨道接收器绕组能够获取更高分辨率的测量结果，在这种情况下，可以从一组不同尺寸中选择每个磁通量调制器的尺寸。因此，与码轨道接收器绕组相对应的每个码字元可以表示三个或多个状态中的一个。专业人员还知道，虽然“平衡”的绕组对于码轨道接收器绕组是较佳的，但是，在许多情况下，简单的非平衡环路也足以胜任。因此，本发明不限于所公开的内容，而是，其范围完全是参照以下权利要求来确定的。权利要求1.一种电感式绝对位置传感器，包括一个标尺构件；一个读出头构件，所述读出头构件和所述标尺构件沿测量轴相互可作相对移动；一个码轨道电感式位置传感器，包括在读出头构件上形成的一个码轨道发射器绕组；在读出头构件上形成的至少一组码轨道接收器绕组，每一组码轨道接收器绕组包括n个接收器绕组，这里n是一个正整数；在标尺构件上形成的码轨道，所述的码轨道有多个沿测量轴分布的磁通量调制器区，至少在一部分磁通量调制器区中形成至少一个磁通量调制器；一个信号发生与处理电路，与所述的发射器绕组和每一组码轨道接收器绕组的每个接收器绕组电连接；其特征在于基于读出头构件与标尺构件之间的相对位置，所述的磁通量调制器对每个接收器绕组与码轨道发射器绕组之间的感应耦合进行调制；磁通量调制器是这样在标尺构件上分布的，即每个磁通量调制器区能够在重叠接收器绕组中产生一组输出状态中的一个状态，磁通量调制器区形成沿测量轴延伸的一系列码元，每一组m个相邻码元形成一个独特的码字，每个独特的码字将读出头构件相对标尺构件的绝对位置限定到第一分辨率。2.如权利要求1所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于码轨道发射器绕组和每个接收器绕组形成感应耦合；以及码轨道的多个磁通量调制器包括多个磁通量削弱器、多个磁通量增强器、以及多个磁通量削弱器和磁通量增强器中的一个。3.如权利要求1所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于信号发生与处理电路定位在读出头构件上。4.如权利要求1所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于至少一组码轨道接收器绕组包括第一组码轨道接收器绕组和第二组码轨道接收器绕组；以及第二组码轨道接收器绕组与第一组码轨道接收器绕组在空间上沿测量轴偏离。5.如权利要求4所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于第二组码轨道接收器绕组与第一组码轨道接收器绕组沿测量轴的空间偏离量为磁通量调制器区间距的二分之一。6.如权利要求1所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于所述的信号发生与处理电路包括一个信号发生电路；一个取样保持电路；一个模-数转换器；以及一个逻辑电路，给信号发生电路、取样保持电路和模-数转换器提供控制信号。7.如权利要求6所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于所述的取样保持电路包括多个取样保持子电路。8.如权利要求7所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每个取样保持子电路包括连接在放大器电路与节点之间的第一开关；连接在地线与节点之间的电容器；缓冲放大器；以及连接在所述缓冲放大器输出端与所述模-数转换器之间的第二开关。9.如权利要求6所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于至少一组码轨道接收器绕组包括多个码轨道接收器绕组，所述的信号发生与处理电路进一步包括一个开关，所述的开关以可控方式将多组码轨道接收器绕组中至少一组的各个接收器绕组连接到取样保持电路。10.如权利要求1所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于所述的电感式绝对位置传感器包含在卡尺、直尺、千分尺、旋转编码器、卷尺和高度计之一中。11.如权利要求1所述的电感式绝对位置传感器，进一步包括一个精细轨道电感式传感器，其特征在于精细轨道电感式传感器包括在读出头构件上形成的一个精细轨道发射器绕组；在读出头构件上形成的至少一个精细轨道接收器绕组；以及在标尺构件上形成的精细轨道标尺部分，所述的标尺部分包括多个在标尺构件上沿测量轴分布的磁通量调制器，根据读出头构件与标尺构件之间的相对位置调制至少一个精细轨道接收器绕组与精细轨道发射器绕组之间的感应耦合；精细轨道电感式传感器将读出头构件相对标尺构件的精细绝对位置限定到第二分辨率，它比码轨道电感式位置传感器所限定的第一分辨率更精细。12.如权利要求11所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于精细轨道标尺部分的多个磁通量调制器包括多个磁通量削弱器、多个磁通量增强器、以及多个磁通量削弱器和磁通量增强器中的一个。13.如权利要求11所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于至少一个精细轨道接收器绕组包括一个第一精细轨道接收器绕组和一个第二精细轨道接收器绕组；以及第一精细轨道接收器绕组与第二精细轨道接收器绕组在空间上沿测量轴偏移。14.如权利要求13所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于第一精细轨道接收器绕组与第二精细轨道接收器绕组的空间偏离量为至少一个精细轨道接收器绕组的波长的四分之一。15.如权利要求11所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于单个发射器绕组既形成精细轨道发射器绕组又形成码轨道发射器绕组。16.如权利要求11所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于所述的信号发生与处理电路包括具有第一输出和第二输出的开关，第一输出连接到码轨道发射器绕组，第二输出连接到精细轨道发射器绕组；一个信号发生电路；一个第一取样保持电路；一个第二取样保持电路；一个模-数转换器；以及一个逻辑电路，给信号发生电路、开关、第一和第二取样保持电路以及模-数转换器提供控制信号。17.如权利要求16所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于第一和第二取样保持电路各包括多个取样保持子电路。18.如权利要求17所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每个取样保持子电路包括一个连接至节点的第二开关；连接在地线与节点之间的电容器；缓冲放大器；以及连接在所述缓冲放大器输出与所述模-数转换器之间的第三开关。19.如权利要求16所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于至少一个精细轨道接收器绕组包括一个第一精细轨道接收器绕组和一个第二精细轨道接收器绕组；以及所述的信号发生与处理电路进一步包括一个第二开关，所述的第二开关以可控方式将第一和第二精细轨道接收器绕组连接到第二取样保持电路。20.如权利要求11所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每个码轨道接收器包括一对由一个正极性绕组和一个负极性绕组构成的平衡接收器绕组。21.如权利要求20所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每对平衡接收器绕组的正极性绕组和负极性绕组垂直于各自的测量轴定位。22.如权利要求21所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每对平衡接收器绕组的正极性绕组是在至少一个精细轨道接收器绕组的第一侧形成的；每对平衡接收器绕组的负极性绕组是在至少一个精细轨道接收器绕组的第二侧形成的；每对平衡接收器绕组进一步包括一对将正极性绕组连接到负极性绕组的导体，每对平衡接收器绕组的导体对与至少一个精细轨道接收器绕组电隔离；以及每个磁通量调制器区包括一个在精细轨道标尺部分的第一侧上形成的第一码轨道部分和一个在精细轨道标尺部分的第二侧上形成的第二码轨道部分。23.如权利要求21所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于在至少一个精细轨道接收器绕组上形成至少一组接收器绕组的一对平衡接收器绕组，每对平衡接收器绕组与至少一个精细轨道接收器绕组电隔离；以及一个标尺部分既形成码轨道又形成精细轨道标尺部分。24.如权利要求23所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每一组至少有一个接收器绕组，其每对平衡接收器绕组的正极性和负极性绕组在垂直于测量轴方向的高度是单个标尺部分的多个磁通量调制器区在垂直于测量方向的高度的二分之一；每个磁通量调制器的高度是多个磁通量调制器区每个区在垂直于测量方向的高度的二分之一；每个磁通量调制器区包含一个磁通量调制器；通过使磁通量调制器位于与平衡接收器绕组对中正极性绕组相邻的相应磁通量调制器区中而形成一组输出状态的第一状态；以及通过使磁通量调制器位于与平衡接收器绕组对中负极性绕组相邻的相应磁通量调制器区中而设置一组输出状态的第二状态；25.如权利要求23所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每一组至少有一个接收器绕组，其每对平衡接收器绕组的正极性和负极性绕组在垂直于测量轴方向的高度是单个标尺部分的多个磁通量调制器区在垂直于测量轴方向的高度的二分之一；每个磁通量调制器区包含一个第一磁通量调制器和一个第二磁通量调制器；每个磁通量调制器的高度是各个磁通量调制器区在垂直于测量方向的高度的二分之一；每个第一磁通量调制器沿测量轴的宽度等于平衡接收器绕组对沿测量轴的宽度；每个第二磁通量调制器沿测量轴的宽度等于至少一个精细轨道接收器绕组的波长的二分之一；在磁通量调制器区中，通过使第一磁通量调制器位于邻接平衡接收器绕组对的正极性绕组而使第二磁通量调制器位于邻接平衡接收器绕组对的负极性绕组，形成一组输出状态的第一状态；以及在磁通量调制器区中，通过使第二磁通量调制器位于邻接平衡接收器绕组对的正极性绕组而使第一磁通量调制器位于邻接平衡接收器绕组对的负极性绕组，形成一组输出状态的第二状态。26.如权利要求23所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每一组至少有一个接收器绕组，其每对平衡接收器绕组的每个正极性和负极性绕组在垂直于测量轴方向的高度是单个标尺部分的多个磁通量调制器区在垂直于测量轴方向的高度的二分之一；每个磁通量调制器区包含一个第一磁通量调制器和一个第二磁通量调制器；每个第一磁通量调制器的高度等于各个磁通量调制器区在垂直于测量方向的高度；每个第一磁通量调制器沿测量轴的宽度等于至少一个精细轨道接收器绕组的波长的二分之一；通过使至少一个磁通量调制器绕组沿测量轴延伸形成第二磁通量调制器；在磁通量调制器区中，通过使至少一个磁通量调制器绕组的第一极性环路位于邻接平衡接收器绕组对的正极性绕组，形成一组输出状态的第一状态；以及在磁通量调制器区中，通过使至少一个磁通量调制器绕组的第二极性环路位于邻接平衡接收器绕组对的负极性绕组，形成一组输出状态的第二状态。27.如权利要求1所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每个码轨道接收器绕组包括一对由一个正极性绕组和一个负极性绕组组成的平衡接收器绕组。28.如权利要求27所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每对平衡接收器绕组的各个正极性和负极性绕组沿测量轴的长度等于多个磁通量调制器区的间距。29.如权利要求27所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每对平衡接收器绕组的各个正、负极性绕组沿测量轴的长度是多个磁通量调制器区的间距的二分之一；以及每个磁通量调制器沿测量轴的长度是各个磁通量调制器区的间距的二分之一，从而在每个磁通量调制器区中形成零个、一个或两个磁通量调制器。30.如权利要求27所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每对平衡接收器绕组的正、负极性绕组沿测量轴相互定位。31.如权利要求30所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于至少两个相邻的平衡接收器绕组对相互部分重叠并且是相互电绝缘的。32.如权利要求31所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于在每一对部分重叠的相邻平衡接收器绕组对中，一个部分重叠的相邻平衡接收器绕组对中的正极性绕组与另一个部分重叠的相邻平衡接收器绕组对中的负极性绕组完全重叠和重合。33.如权利要求27所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每一对平衡接收器绕组的各正、负极性绕组沿测量轴的长度等于每个磁通量调制器沿测量轴的长度。34.如权利要求27所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每一对平衡接收器绕组的正、负极性绕组垂直于测量轴相互定位。35.如权利要求34所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每一组至少有一个接收器绕组，其每一对平衡接收器绕组的各正、负极性绕组在垂直于测量轴方向的高度是多个磁通量调制器区在垂直于测量轴方向的高度的二分之一；每个磁通量调制器的高度是各个磁通量调制器区在垂直于测量轴方向的高度的二分之一；36.如权利要求34所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每个磁通量调制器区包含一个磁通量调制器；通过使磁通量调制器位于与平衡接收器绕组对中正极性绕组相邻的相应磁通量调制器区中而形成一组输出状态的第一状态；以及通过使磁通量调制器位于与平衡接收器绕组对中负极性绕组相邻的相应磁通量调制器区中而设置一组输出状态的第二状态；37.如权利要求34所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于每个磁通量调制器区包括一个磁通量增强器和一个磁通量削弱器；在每个磁通量调制器区中，通过使第一磁通量增强器和磁通量削弱器位于邻接平衡接收器绕组对的正极性绕组和第二磁通量增强器和磁通量削弱器位于邻接平衡接收器绕组对的负极性绕组，形成一组输出状态的第一状态；以及在每个磁通量调制器区中，通过使第一磁通量增强器和磁通量削弱器位于邻接平衡接收器绕组对的负极性绕组和第二磁通量增强器和磁通量削弱器位于邻接平衡接收器绕组对的正极性绕组，形成一组输出状态的第二状态。38.如权利要求34所述的电感式绝对位置传感器，其特征在于在至少一组码轨道接收器绕组中，对于每对平衡接收器绕组，通过使一个磁通量调制器位于与平衡接收器绕组对中正、负极性绕组之一相邻的磁通量调制器区中，形成一组输出状态的第一状态；以及当没有磁通量调制器位于磁通量调制器区中时形成一组输出状态的第二状态。39.一种在电感式位置传感器中确定第一构件相对第二构件的绝对位置的方法，其特征在于包括以第一分辨率获取第一与第二构件间经过编码的第一分辨率绝对位置测量结果，包括输入一组n个相邻码元测量结果，每个码元测量结果对应于沿第一和第二构件之一测量轴定位的至少一个磁通量调制码元，将n个码元测量结果的每一个转换成一个输出值；将n个输出值合并为一个多位码字，以及由该多位码字确定第一分辨率绝对位置测量结果。40.如权利要求39所述的方法，进一步包括以第二分辨率获取第一与第二构件间的第二分辨率增量位置测量结果；以及由第一分辨率绝对位置测量结果和第二分辨率增量位置测量结果确定第一与第二构件间的第二分辨率绝对位置测量结果；其特征在于第一分辨率比第二分辨率粗。41.如权利要求40所述的方法，其特征在于第二分辨率增量位置测量结果获取步骤包括确定第二分辨率增量位置测量的相位φF；以及从相位φF和增量标尺波长λF确定第二分辨率增量位置测量结果。42.如权利要求39所述的方法，其特征在于在每组n个相邻码元测量结果中，至少有两个相邻磁通量调制码元是相互等同的，从而n个码元测量结果中至少有一个产生与第一和第二构件沿测量轴相对位置无关的一个测量极值。43.如权利要求42所述的方法，其特征在于将n个码元中每一个转换的步骤包括利用测量极值调节转换n个码元的至少一个转换极限。44.如权利要求39所述的方法，其特征在于在每一组n个相邻码元测量结果中，至少有两个相邻磁通量调制码元相互是等同的，从而n个码元测量结果中至少有一个产生与第一和第二构件沿测量轴相对位置无关的一个最大测量极值；至少有两个相邻磁通量调制码元相互是等同的，从而n个码元测量结果中至少有一个产生与第一和第二构件沿测量轴相对位置无关的一个最小测量极值。45.如权利要求44所述的方法，其特征在于转换n个码元每一个的步骤包括利用最小和最大测量极值调节转换n个码元的转换极限。46.如权利要求39所述的方法，其特征在于转换n个码元每一个的步骤包括识别具有明确输出值的码元测量结果；对于每个具有明确输出值的码元测量结果，在一组n个码元测量结果中识别一个位置；以及根据具有明确输出值的码元测量结果的输出值，确定不具有明确输出值的每个码元测量结果的输出值；对于具有明确输出值的每个码元测量结果，在一组n个码元测量结果中确定被识别的位置。全文摘要一种两构件可相互移动的高精度电感式绝对位置传感器,包括由一发射器绕组和至少一接收器绕组构成的码轨道传感器,每个接收器绕组包括n个沿测量轴延伸的正、负极性绕组平衡对。码轨道具有多个沿测量轴分布的磁通量调制器区。根据读出头与标尺间的相对位置调制发射器绕组与平衡对的感应耦合。相邻的各对磁通量调制器区形成一系列码元,m个相邻码元形成一个独特码字。每个码字把读出头相对标尺的绝对位置限定到第一分辨率。文档编号G01D5/245GK1194365SQ9810372公开日1998年9月30日申请日期1998年1月26日优先权日1997年1月29日发明者卡尔G·马斯里利斯,尼尔斯I·安德姆,金W·阿瑟顿申请人:株式会社三丰