专利名称：用于减少图像中块状假像的数字滤波器的制作方法
技术领域：
本发明涉及能够实现具有8个原始数据的集合的离散变换的计算步骤和计算如此得到的该经变换的数据集合的逆离散变换的数字数据滤波设备，所述电路能够滤波在该经变换的数据集合中的至少一个数据项。
特别可在视频解码器、包括这种解码器的便携设备和电视接收机中发现它的应用。在这些设备中，对于衰减由所述基于块的编码技术引起的视觉假像来说，校正先前根据基于块的编码技术编码然后解码的数字图像是必需的，所述基于块的编码技术例如是MPEG(“MovingPictures Expert Group(运动画面专家组)”)标准。
使用基于块的编码技术的视频压缩算法有时在被编码然后解码的图像中引起质量的下降。对于这些编码技术最经常观察到的视觉假像之一称为块状假像(blocking artifact)。
标题为“A projection-based post-processing technique toreduce blocking artifacts using a priori information on DCTcoefficients of adjacent blocks(使用对相邻块的DCT系数的先验信息减少块状假像的基于投影的后处理技术)”的论文叙述了滤波数字图像中包含的数据的方法，所述论文由Hoon Paek和Sang-Uk在“Proceedings of 3rdIEEE International Conference on ImageProcessing，Vol.2，Lausanne Switzerland，16-19 Sept 1996，p.53-56”中发表。这一数据滤波方法的目的是校正频域中相应于这些块状假像的系数。
所述方法基于下面的原理。如
图1所示，设有两个相邻的段u和v分别属于两个像素块Bu和Bv并位于块边缘EDG的两侧。如果块状假像存在于段u和v之间，则相应于第一和第二段的连结的段w包括空间的高频率，其超出段u和v的空间频率。
为找出和消除与块状假像相关的频率，图2所示的现有技术的数据滤波方法包括下述步骤-在下面的例子中计算N为8的N像素的段u的离散余弦变换DCTN(21)U＝DCTN[u]＝{U(0)，U(1)，...，U(N-1)}，其中U(k)=α(k)Σn=0N-1u(n)cos(π(2n+1)k2N),]]>k是经变换的数据U的频率，k∈
；-计算与段u相邻的段v的离散余弦变换DCTN(22)V＝DCTN[v]＝{V(0)，V(1)，...，V(N-1)}，亦即V(k)=α(k)Σn=0N-1v(n)cos(π(2n+1)k2N);]]>-计算相应于段u和v的连结CON(20)的2N亦即16像素的段w的离散余弦变换DCTN(23)W＝DCTN[w]＝{W(0)，W(1)，...，W(2N-1)}，亦即W(k)=12α(k)Σn=02N-1v(n)cos(π(2n+1)k4N);]]>-如下根据U和V的最大频率kumax和kvmax计算PRED(24)预测的最大频率kwpredkwpred＝2.max(kumax，kvmax)+2式中，kumax＝max(k∈{0，...，N-1}/U(k)≠0)，kvmax＝max(k∈{0，...，N-1}/V(k)≠0)，和max是从一个给定值的集合中给出最大值k的函数；-通过将从全局离散变换产生的、其频率高于预测的最大频率的奇数的经变换的数据W置零ZER(25)来校正所述数据，从而提供校正的经变换的数据Wc；-计算该校正的经变换的数据的逆离散余弦变换IDCT2N(26)，从而提供滤波过的数据wf，该数据然后用于在屏幕上显示。
本发明的目的是提出一种滤波电路，用于简单地实现现有技术的数据滤波方法。
这是因为实现这种方法可能被证明在运算量上是复杂的，特别是对于包括离散余弦变换DCT2N、后随对奇数的经变换的数据的校正和逆离散余弦变换IDCT2N的序列。图3表示在2N＝8的情况下这种序列的传统实现。直接DCT2N和逆IDCT2N离散余弦变换使用Lee算法处理2N个连结的数据w(0)到w(7)。黑圆圈表示加法，黑圆圈前的水平虚线对应于要被减去的数据项。白圆圈相应于乘法。在图3的示意图和后面的图中未表示出用2的幂的乘法和除法，因为它们对实现的复杂度没有多大影响。
全局离散余弦变换DCT2N的实现包括图3中的4个相继的由垂直虚线分开的级，即-第一级ST1，包括8个使用连结数据w(0)到w(7)执行加法或减法的加法器，-第二级ST2，包括4个加法器和2个数据旋转单元C1和C3，根据熟悉本技术领域的人员公知的原理，一个旋转单元包括2个加法器和4个乘法器，-第三级ST3，包括6个加法器和一个旋转单元√2C1，和-第四级ST4，包括2个加法器和2个乘法器，并提供奇数的经变换的数据W(1)、W(3)、W(5)和W(7)，和从由第三级处理的数据产生的且未在第四级中处理的偶数的经变换的数据W(0)、W(2)、W(4)和W(6)。
通过将从离散变换DCT2N产生的、其频率大于预测的最大频率的奇数的经变换的数据置零而实现的校正是借助于在经变换的数据项W(i)和控制电路的输出之间实现“AND(与)”函数的逻辑电路进行的，所述控制电路能够根据预测的最大频率的值输出“1”电平或“0”电平。
逆离散余弦变换IDCT2N的实现包括4个相继的级-第五级ST5，包括能够处理校正的奇数的经变换的数据的2个加法器和2个乘法器，-第六级ST6，包括6个加法器和一个旋转单元√2C1，-第七级ST7，包括4个加法器和2个旋转单元C1和C3，和-第八即最后级ST8，包括8个加法器，并提供滤波的数据wf(0)和wf(7)。
从这一传统实现方式得到的用于滤波数据的电路因此导致复杂的解决方案，包括两个变换DCTN、一个变换DCT2N和一个变换IDCT2N，总共需要36个乘法和68个加法。
为弥补这一缺点，根据本发明的滤波电路的特征在于，它包括-第一滤波模块，用于滤波在经变换的数据集合中具有最高频率的3个奇数的经变换的数据，-连接到第一滤波模块上的第二滤波模块，用于滤波在经变换的数据集合中具有最高频率的2个奇数的经变换的数据。
利用具有这一类型的模块结构的数据滤波电路，减少了乘法器和加法器的数量，因为已经有可能通过考虑每个模块的目的来优化每一模块，这在本说明书中后面会详述。这样，包括两个变换DCTN以及随后串接的变换DCT2N、对经变换的数据的校正和逆变换IDCT2N的数据处理序列的实现方式就被简化。另外，滤波电路的模块结构使得能够停用那些在给定时刻在电路中不操作的模块和在被启用的部件中具有优化的结构，这导致既较便宜又具有较低的功耗的滤波电路。
参考在附图中表示的实施例的实例来进一步说明本发明，不过本发明并不受其限制。
图1表示配置在一个块边缘两侧的两个相邻的段，图2表示现有技术的数据处理方法，图3表示以传统方式实现现有技术的数据处理方法的电路，图4a和图4b描述两组像素，其可以由根据本发明的滤波电路处理，图5a表示旋转的传统实现方式，而图5b表示根据本发明的所述旋转的简化实现方式，图6是一个示意图，表示用于滤波奇数的经变换的数据的第一滤波器，图7是一个示意图，表示用于滤波奇数的经变换的数据的第二滤波器，图8是一个示意图，表示用于滤波奇数的经变换的数据的第三滤波器，图9概略表示用于实现DCTN变换的电路，图10是一个示意图，表示用于滤波偶数的经变换的数据的第四滤波器，图11概略表示根据本发明的滤波电路。
本发明涉及一个数字数据滤波电路，所述电路使得能够校正频域中的块状假像。
在下面的说明中离散变换是离散余弦变换DCT或IDCT。然而对于熟悉本技术领域的人来说，显然本发明可应用于任何线性离散变换。
在下面描述的用于根据MPEG标准编码然后解码的数据的例子中，数据集合u和v的每一个包含与N＝4个连续的像素相关的亮度值。
在MPEG标准的情况下，对一个16数据集合应用包括DCTN、DCT2N和IDCT2N变换的处理序列，所使用的方法被称为DFD-16，并且在输出处提供极好的图像质量。为节省计算资源，更有利的是根据图4a的原理对一个8数据集合应用该处理序列，其中段u和v具有在紧接块边缘两侧分布的4个连续的像素。这一解决方案称为DFD-8，它具有减少滤波方法复杂度的好处，但是它损害滤波方法的效率因而也损害在滤波输出处得到的图像的质量。
这也就是为什么在本优选实施例中数据集合u和v分别被细分为u’、u”和v’、v”的原因。子集u’、v’包含奇序的数据，子集u”、v”包含偶序的数据。集合u’、v’和w’示于图4b。
对子集u’、v’和子集u”、v”应用DCTN和DCT2N变换的计算步骤，分别提供经变换的数据U’、V’、W’和U”、V”、W”。
确定步骤PRED并行提供如下计算的预测的最大频率kw’pred和kw”predkw’pred＝2.max(ku’max，kv’max)+2式中，ku’max＝max(k∈{0，...，N-1}/abs(U’(k))＞Th或Tv)kv’max＝max(k∈{0，...，N-1}/abs(V’(k))＞Th或Tv)kw”pred＝2.max(ku”max，kv”max)+2式中，ku”max＝max(k∈{0，...，N-1}/abs(U”(k))＞Th或Tv)kv”max＝max(k∈{0，...，N-1}/abs(V”(k))＞Th或Tv)其中，例如在包括标准格式下的两个交织的场(一场包括720像素的288行)的帧的情况下，Th＝10和Tv＝5。
校正步骤ZER然后被独立地应用于经变换的数据W’和W”，这是通过-检测自然轮廓(natural contour)的子步骤，使得例如|u‾′-v‾′|>25,]]>ku’max＜1和kv’max＜1或|u‾′′-v‾′′|>25,]]>ku”max＜1和kv”max＜1-将从得到的、其频率高于预测的最大频率kw’pred或kw”pred的经变换的数据w’或w”置零的子步骤。
称为DFD-8eo的该实施例使得有可能具有在门的数目方面等于DFD-8方法的复杂度但是具有双倍频率，同时在滤波输出处保持好的图像质量。
最后，在根据H.264标准编码然后解码的数据的情况下，把该滤波方法直接应用于数据段u和v，其中每一个包含与N＝4个连续像素关联的亮度值，根据这一标准的编码块为4×4像素。
当实现本发明中的上述数据滤波方法时，进行一定的简化。
第一个简化可以对于旋转的实现方式进行。如果X0和X1是一个旋转的输入，Y0和Y1是输出，则这些变量由下述等式联系Y0＝ a*X0+b*X1Y1＝-b*X0+a*X1图5表示包括4个乘法和2个加法的旋转的传统实现方式。可以把先前的等式重写为下面的形式Y0＝(b-a)*X1+a*(X0+X1)＝A*X1+a*(X0+X1)Y1＝-(a+b)*X0+a*(X0+X1)＝B*X0+a*(X0+X1)图5b表示该旋转的新实现方式，它包括不多于3个乘法和3个加法，一个乘法由加法替换，这减少了处理电路的复杂度，加法器具有比乘法器简单的结构。
第二个简化包括根据下面的等式从由DCTN变换得到的经变换的数据U(k/2)和V(k/2)直接计算从DCT2N变换得到的奇数的经变换的数据W(k)w(k)=12(U(k2)+(-1)k2V(k2)),]]>k＝0，2，4，6图6表示用于滤波奇数的经变换的数据W(3)、W(5)和W(7)的第一滤波器FILo1。图6的左边表示的传统实现方式包括消除相应于被置零的经变换的数据的线。因为一个传统的旋转包括2个加法和4个乘法，所以该传统实现方式包括11个加法和16个乘法。
然而，如果Q和S是位于和DCT2N变换同一侧的旋转C1和C3的输入并且后面限随加法器，这给出(a*Q+b*S)+(-b*Q+a*S)＝Q(a-b)+S(a+b)a和b是乘法系数，其可以由熟悉本技术领域的人根据所使用的离散变换类型很容易地确定。因此本发明提出在这种情况下用两个乘法系数分别是(a-b)和(a+b)的乘法器置换一个旋转。
另外，位于和逆变换IDCT2N同一侧的旋转C1和C3的输入相同并等于W(1)。于是一个旋转的输出是W(1)(c-d)和W(1)(c+d)c和d是乘法系数，其可以由熟悉本技术领域的人根据所使用的离散变换的类型很容易地确定。因此本发明提出在这种情况下用两个乘法系数分别是(c-d)和(c+d)的乘法器置换一个旋转。结果，每一旋转被在图6右边描绘的两个乘法器替换，因此该第一滤波器的实现方式包括不超过3个加法器和8个乘法器。
图7表示用于滤波经变换的数据W(5)和W(7)的第二滤波器。图7左边表示的传统实现方式包括消除相应于被置零的经变换的数据的线。由于一个传统的旋转包括2个加法和4个乘法，因此该传统实现方式包括14个加法和18个乘法。
乘以√2的2个乘法可以省略，2个乘法中的一个实际上是移位，其容易实现。于是经变换的数据项不再是W(3)，而是Wm(3)，在移位前等于W(3)/√2，之后为√2W(3)。
使用乘法的线性属性，有可能根据W(1)和Wm(3)的贡献分解该滤波器。然后可以利用对于滤波器FILo1所做的修改以便简化Wm(3)周围的结构，并且得到图7右边出现的表示，像滤波器FILo1一样，它包括3个加法器和8个乘法器，然后最后4个乘法器的输出被加在滤波器FILo1的输出上。第二滤波器在滤波器FILo1外部的部分称为滤波器FILo2。第二滤波器的最后结构并不是最优的，虽然它只包括10个加法器和16个乘法器，亦即少于传统实现方式。然而，其具有再使用滤波器FILo1的优点，这意味着新新滤波器在算子方面的贡献事实上只有7个加法器和8个乘法器。
图8表示用于只滤波系数W(7)的第三滤波器。它利用直接DCT和逆IDCT离散余弦变换的线性。为此目的，可以把经变换的数据W分为两个子集-第一子集WZ，其相应于经变换的数据必须被置零的那些频率；-第二子集WNZ，其相应于经变换的数据不能被置零的那些频率。于是经变换的数据W相应于这两个子集的连结，亦即WZ＝WZ|WNZ。
通过对校正后的经变换的数据应用逆离散余弦变换得到滤波的数据wf，其要么等于WNZ，要么等于0，或者换句话说wf＝IDCT(WNZ|0)。
使用逆离散余弦变换的线性，得到wf＝IDCT(WNZ|WZ)-IDCT(0|WZ)，
亦即，再次有wf＝w-IDCT(0|WZ)。
把项Dw赋给相应于原始数据w和滤波后的数据wf之间的差的差分数据，这意味着Dw＝IDCT(0|WZ)和wf＝w-Dw。
以这种方式，得到以差分方式作用且是图8所示的特别经济的实现方式的滤波器。根据这一运算方式的数据滤波电路包括-包括4个加法器的一级，每一加法器对于行4到7执行从行(7-j)的原始数据项w(7-j)中减去行j的原来数据项w(j)的减法，并提供奇数的中间经变换的数据；-先前说明的电路FILo1；-包括8个加法器的一级，每一个加法器执行-对于行j＝0到3，从行j的原始数据项w(j)减去从电路FILo1发出的行(7-j)的中间滤波的数据项的减法；-对于行j＝4到7，在同一行的原始数据项w(j)上加上从电路FILo1发出的行j的中间滤波的数据项的加法。
由此第三滤波器的结构再使用滤波器FILo1，这意味着它在算子方面的贡献为零。
图9表示实现DCTN变换的电路，亦即这里的DCT4。这种变换包括6个加法和一个旋转，亦即最后9个加法和3个乘法。这一变换被执行两次，一次为数据段u，另一次为数据段v，总共需要18个加法和6个乘法。
在一个特别有利的实施例中，还可以滤波奇数的经变换的数据。当量化步幅大于预定值Qth(例如在根据MPEG-4标准的实现方式的情况下等于10)时特别是这种情况。该预定值相应于阈值，超过该阈值图像质量会被极大地损害，对偶数的经变换的数据的校正会减轻这种损害。图10表示能够滤波经变换的数据项W(6)和必要时还滤波经变换的数据项W(4)的滤波器FILe。偶数的经变换的数据W(i)从经变换的数据U(i)和V(i)中如下导出W(0)=12(U(0)+V(0))]]>W(2)=12(U(1)-V(1))]]>W(4)=12(U(2)+V(2))]]>
如果要滤波经变换的数据项W(4)，则多路复用器用零替换它的值。在简化后，第四滤波器因此包括9个加法器和2个乘法器，第八级ST8未被考虑。
图11表示根据本发明的滤波电路。该电路包括一个变换模块DCT4，该模块包括两个根据图9的电路或者只包括一个以两倍频率操作的该电路并且用于计算数据段u和v的离散变换。它包括控制电路CTRL，其用于从经变换的数据u和v计算系数kwpred和从kwpred和量化步幅Q确定要被使用的一个或者多个滤波模块。根据kwpred和Q的值，要由偶数滤波器FILe或奇数滤波器FILo滤波的经变换的数据频率W在下面的表中给出
根据本发明的滤波电路包括两个模块4ADD和4个加法器，每一加法器用于形成根据图3的第一级ST1的原始数据w(0)到w(7)的加法。所述滤波电路还包括寄存器REG，它一方面能存储相应于图3的第一级ST1的4个较高加法的第一加法模块的结果，另一方面能存储原来数据w(0)、w(1)、w(2)和w(3)。该滤波电路包括用于滤波最后的奇数的经变换的数据项W(7)或最后3个奇数的经变换的数据项W(3)、W(5)和W(7)的第一滤波模块FILo1，和用于滤波最后2个奇数的经变换的数据项W(5)和W(7)的第二滤波模块FILo2。这些滤波模块作为输入接收相应于图3的第一级ST1的4个较低加法的第二加法模块的输出，并且每一个提供4个中间的经滤波的数据，第二滤波模块FILo2使用第一滤波模块FILo1的输出。最后，该滤波电路包括第三滤波模块FILe，用于滤波来自6个经变换的数据U(0)、V(0)、U(1)、V(1)、U(2)、V(2)的最后的偶数的经变换的数据项W(6)或最后2个偶数的经变换的数据W(4)和W(6)。
控制电路CTRL然后控制两个多路复用器MUX，第一多路复用器使得能够在滤波器FILe的4个输出和在寄存器REG中存储的等于第一加法器模块的4个输出或者等于原始数据w(0)、w(1)、w(2)和w(3)的数据之间做选择。第二多路复用器使得能够在滤波模块FILo1的输出和滤波模块FILo2的输出之间做选择。然后把两个多路复用器的输出发送到8个加法器的模块8ADD的输入，该模块用于执行根据图3的第八级ST8或在单独滤波经变换的数据项W(7)的情况下根据图8的第八级ST8的加法，从而得到滤波后的数据wf(0)到wf(7)。
如果kwpred的值使得不需要滤波，则滤波电路的输出包括原始数据w(0)到w(7)，控制电路CTRL例如控制图中未示出的一个多路复用器，使得能够在经滤波的数据wf和原始数据W之间进行选择。
对于各种可能的滤波配置和对于该滤波方法的传统实现方式在下面的表中给出所述方法的复杂度。
根据本发明的滤波电路执行最多49个加法和24个乘法，因此与传统实现方式比较在复杂度上有可观的减少。该滤波电路还可以被适配于由系数kwpred和Q代表的图像内容，这使得可以减少根据由控制电路CTRL确定的滤波类型而使用的加法器和乘法器的数目。通过减少由该滤波电路执行的运算的数目从而使得能够节省计算资源或者加速处理原始数据所需要的时间。
本发明的第一应用由能够提供解码的数字图像并包括根据本发明的滤波电路的视频解码器组成，它能够滤波解码的数字图像以便提供滤波后的数字图像。该视频解码器可以被集成在一个便携设备中，以便在所述设备的屏幕上显示经滤波的数字数据。这一便携设备例如是包括一个MPEG-4视频解码器的移动电话或者个人数字助理。
本发明的另一应用由包括根据本发明的滤波电路的电视接收机组成，它能够滤波由所述接收机接收的数字图像以便在所述接收机的屏幕上显示滤波后的数字图像。
本发明已在能够滤波一个8数字数据集合的滤波设备的情况下进行了说明。根据使用上述简化的模块结构的相似的原理可以应用于能够实现对一个具有2p个原始数据的集合的线性离散变换的计算步骤的数字数据滤波设备(其中p是大于3的整数)，和计算如此得到的经变换的数据集合的线性逆离散变换。
在本文中的括弧之间的附图标记不应该解释为限制性的。动词“包括”和它的各个变化形式不排除未在句子中列出的元件或者步骤的存在。在元件或者步骤之前的“一个”不排除多个这些元件或者步骤的存在。
权利要求
1.一种数字数据滤波电路，能够实现下列步骤-计算具有8个原始数据(w)的集合的离散变换(DCT2N)，-计算如此得到的经变换的数据(W)集合的逆离散变换(IDCT2N)，所述电路能够滤波该经变换的数据(W)集合中的至少一个数据项，其特征在于包括-第一滤波模块(FILo1)，用于滤波奇数的经变换的数据项或者在经变换的数据(W)集合中具有最高频率的3个奇数的经变换的数据项，-连接在第一滤波模块上的第二滤波模块(FILo2)，用于滤波在经变换的数据(W)集合中具有最高频率的2个奇数的经变换的数据项。
2.如权利要求1所述的滤波电路，包括离散变换装置(DCTN)，其用于相继地变换原始数据集合的第一半(u)和原始数据集合的第二半(v)，所述电路还包括第三滤波模块(FILe)，用于使用第一半和第二半经变换的数据(U，V)的一部分来滤波偶数的经变换的数据项或者滤波在经变换的数据(W)集合中具有最高频率的2个偶数的经变换的数据项。
3.如权利要求1或2所述的滤波电路，其中，原始数据集合中的一半数据是在第一编码块的一段中的偶序或奇序的数据，另一半是具有和第一编码块相邻的第二编码块的相应段的具有同样奇偶性的数据。
4.如权利要求1或2所述的滤波电路，其中，原始数据集合中的一半数据是在第一编码块的一段中具有最高顺序的4个数据，另一半是在与第一编码块相邻的第二编码块的相应段中具有最低顺序的4个数据。
5.一种能够提供解码的数字图像并包括如权利要求1到4中之一所述的滤波电路的视频解码器，它能够滤波解码的数字图像，以便提供滤波后的数字图像。
6.一种包括如权利要求5所述的视频解码器的便携设备，它能够在所述设备的屏幕上显示处理过的数字图像。
7.一种包括如权利要求1到4中任何一项所述的滤波电路的电视接收机，它能够滤波由所述接收机接收的数字图像，以便在所述接收机的屏幕上显示滤波的数字图像。
全文摘要
本申请涉及一种用于减少图像中的块状假像的数字滤波器，所述数字数据滤波电路能够实现对具有8个原始数据(w)的集合的离散变换的计算步骤，和计算如此得到的经变换的数据集合的逆离散变换。为此目的，它包括第一滤波模块(FILo1)，用于滤波奇数的经变换的数据或者在经变换的数据集合中具有最高频率的3个奇数的经变换的数据项；和连接在第一滤波模块上的第二滤波模块(FILo2)，用于滤波在该经变换的数据集合中具有最高频率的2个奇数的经变换的数据。
文档编号G06T9/00GK1672422SQ03817624
公开日2005年9月21日 申请日期2003年7月8日 优先权日2002年7月24日
发明者I·米罗帕纳德斯, C·米罗索罗拉 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司