本发明属于无线通信终端的天线技术领域，涉及一种具有滤波功能的双圆极化背腔行波天线，可作为小型化无线收发机射频前端的天线，广泛应用于移动通信、卫星通信以及雷达等无线通信系统中。
背景技术：
低剖面、高增益的宽带圆极化天线由于其轻重量、小体积以及能够对抗多路径干扰等优势在现代通信系统被大量需求。为了实现这样的圆极化天线，近几十年来研究者就此做了很多工作。缝隙天线和微带天线由于其平面结构、结构简单、易于集成等优势成为了研究者们设计平面圆极化天线的首选。背腔天线能够抑制表面波，从而提高天线的增益，而基片集成波导技术的出现实现了三维背腔天线的平面化，进一步推动了低剖面、高增益的宽带圆极化天线的发展。近年来，研究者们就基于基片集成波导的背腔天线进行了大量的研究，在低剖面和高增益上获得了长足的进步，但是天线的带宽尤其是圆极化天线的轴比带宽拓展问题仍旧是一个难题。
天线和滤波器是射频前端电路最重要的器件，而这两个器件往往占据着射频前端结构的很大空间且存在不可忽视的级联损耗。现代无线通信系统正朝着小型化和高集成化的方向发展，因此设计将天线与滤波器整合为一的滤波天线，无论是从减小射频前端电路的整体尺寸，还是减少不必要的能量损耗来说都很有意义。在滤波天线的多种设计方案中，背腔滤波天线由于其高q值受到了研究人员的青睐。高q值意味着更低的插入损耗以及更好的选择性。然而，现在已发表的背腔滤波天线论文绝大多数涉及的是线极化天线，圆极化背腔滤波天线由于其圆极化实现的困难甚少有相关研究进展的报道。阻碍圆极化背腔滤波天线发展的原因主要有二。一是复杂的结构。现在已发表的大多数腔体滤波天线多为多腔多层结构，其高剖面、大尺寸以及高制作成本限制了它的广泛应用。二是过窄的工作带宽，就作者所知，目前已发表的背腔圆极化滤波天线单元的带宽不超过5％。
综上所述，本发明基于上述圆极化背腔滤波天线存在的不足，提出了在单层单个基片集成波导腔体中整合天线和滤波器，一方大大简化了结构，另一方利用多模式激发有效拓展了带宽。此外，本发明的天线除了宽带圆极化波辐射功能和滤波功能外，还具备右旋圆极化和左旋圆极化转换的双圆极化辐射功能。
技术实现要素：
本发明的目的是针对现有技术，提供了一款双端口的具有滤波功能的单层双圆极化背腔行波天线，在单层siw腔体中进行了天线和滤波器的一体化设计，同时实现了带通滤波器和圆极化辐射器的功能。此外，分别对该滤波天线的不同端口进行馈电，另一个端口接50欧姆负载可分别实现左旋圆极化和右旋圆极化辐射。该滤波天线具有较好的滤波特性、较宽的带宽、较高的增益，且结构简单易于加工制作。
实现本发明目的的技术解决方案：
具有滤波功能的双圆极化背腔行波天线为单层结构，包括基质基板s，以及分别设置在基质基板s上下表面的两个金属面。
上层金属面m1覆盖在介质基板s的上表面。在上层金属面m1的中心开有一镂空矩形区域，该镂空矩形区域内设有一个切边方形金属贴片p2。切边金属贴片p2与上层金属面m1之间留有环形缝隙p1。
所述的切边方形金属贴片p2为两对边均开有一缺口的方形结构；
作为优选，所述的切边方形金属贴片p2的两缺口与切边金属贴片p2中心位于同一直线上。
作为优选，所述的上层金属面m1，环形缝隙p1与切边金属贴片p2中心重合。
作为优选，所述的环形缝隙p1与切边金属贴片p2的对角线与x轴或y轴平行。
在xoy坐标系中，上层金属面m1的第一象限和第三象限区域刻有轴对称的缝隙s1、s2。缝隙s1、s2的对称轴为切边方形金属贴片p2的两缺口与切边金属贴片p2中心所在的直线。缝隙s1、s2与切边金属贴片p2的边长平行。
作为优选，所述的上层金属面m1与介质基板s同尺寸。
作为优选，所述的介质基板s为正方形。
所述的介质基板s两邻边均设有两排周期性分布的第一、第二金属化通孔阵列，该金属通孔阵列与介质基板s边垂直设置。
由第一金属化通孔阵列、基质基板s、上下层金属面构成基片集成矩形波导w1，由第二金属化通孔阵列、基质基板s、上下层金属面构成基片集成矩形波导w2。
作为优选，基片集成矩形波导w1、基片集成矩形波导w2位于切边金属贴片p2的对角线上。
作为优选，w1位于x轴正半轴且关于x轴对称，w2位于y轴负半轴且关于y轴对称。
所述的介质基板s内蚀刻有由第三金属化通孔围成的缺角方形腔体c，即基片集成波导腔体c；该缺角方形腔体c的两个邻角缺角，且缺角与基片集成矩形波导w1、w2连接。
作为优选，缺角方形腔体c的中心与介质基板s的中心重合。
所述的介质基板s的中心刻蚀有一个第四金属化通孔v1。
上述第一至四金属化通孔均与上下层金属面连接。
所述的所有金属化通孔的直径小于天线工作的中心频率所对应空气波长的十分之一，金属化通孔的直径和基片集成波导腔体同一边上相邻两个金属化通孔的孔心距的比值大于0.5。
作为优选，所述的缺角方形腔体c的对角线与x轴或y轴平行。
下层金属面m2覆盖在介质基板s的下表面。下层金属面m2蚀刻有共面波导传输线t1、t2。下层金属面m2的位于第一、第二金属化通孔阵列内区域刻蚀有两条轴对称l形缝隙，上述l形缝隙与下层金属面m2边沿接触的边与边沿垂直设置。两条轴对称l形缝隙间的下层金属面m2区域与两条l形缝隙构成共面波导传输线t1、t2。共面波导传输线t1、t2的一个端口馈电，另一个接负载，缺角方形腔体c中的tm120模与tm210模会被同时激励。
上述两条l形缝隙作为延伸至基片集成波导内部用于阻抗匹配的枝节。
作为优选，t1位于x轴正半轴且关于x轴对称，由金属面边缘向中心延伸；t2位于y轴负半轴且关于y轴对称，由金属面边缘向中心延伸。t1、t2分别被包围在上述介质集成矩形波导w1、w2内。
作为优选，l形缝隙不与第一至第三金属化通孔接触。
作为优选，下层金属面m2与介质基板s同尺寸。
作为优选，缝隙s1、s2不与构成缺角方形腔体c的第三金属化通孔接触，且位于缺角方形腔体c内。
作为优选，基片集成波导腔体c、环形缝隙p1和微带贴片p2的尺寸对应于x频段，改变腔体c、环形缝隙p1和微带贴片p2的尺寸可对s参数、轴比和增益进行调节。
作为优选，介质基板s的高度为0.05～0.1λ0，λ0为自由空间波长。
工作过程：
siw谐振腔c激励在tm120模，由于谐振腔c为方形腔，tm120模与tm210模简并。缝隙s1、s2用于谐振腔tm120模与tm210模的分离，不作辐射用。当对一个端口进行馈电，另一个端口接50欧姆负载时，谐振腔c中的tm120模与tm210模会被同时激励。由于tm120模与tm210模是两个正交模式，当缝隙s1、s2的尺寸合适就可使两个模式之间存在四分之一介质波长的相位差，从而使得腔内的电磁波发生旋转，旋转的能量通过上层金属面的环形缝隙p1即可辐射出圆极化波。当激励通过共面波导t1馈入，而共面波导t2接50欧姆负载时，siw腔c中的能量会发生逆时针旋转，从而通过环形缝隙p1辐射右旋圆极化波；反之，当从共面波导t2馈入能量，而共面波导t1接50欧姆电阻时，左旋圆极化波将会被辐射。通过联合调节微带贴片p2和环形缝隙p1，可以激励起微带贴片的tm10模，从而达到展宽带宽的目的。微带贴片p2上的缺口用于模式tm10与tm01的分离，该模式的分离使得轴比带宽也得以进一步展宽。因此谐振腔c的tm120模与tm210模，微带贴片p2的tm10模与tm01模共同作用使得该天线具有较宽的工作带宽。行波天线的设计使得该天线天生就具备一定的滤波特性，而在高频区，经由缝隙p1与微带贴片p2辐射出去的电磁波由于相位相反将会发生抵消，从而使得高频区出现了辐射零点。该辐射零点的存在大大优化了滤波特性，使得该天线有较好的带外抑制。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：
1)宽带宽：有效激励了谐振腔的tm120和tm210模式以及微带天线的tm10和tm01模式，四个模式共同作用，工作带宽超过了10％。
2)单层平面结构：结构简单，易于加工，制作成本低；实现较好的滤波特性，下降沿尤其是高频区的下降沿较为陡峭，带外抑制优于18db。相比多层多腔结构，本发明仅使用一个腔就实现了天线和滤波器的集成。
3)双圆极化：能够实现频率复用，扩大系统容量。
附图说明
图1是本发明的立体结构分解示意图；
图2是本发明的立体结构示意图；
图3是本发明上层金属面的俯视图；
图4是本发明下层金属面的俯视图；
图5是本发明s参数曲线的仿真图，图中同时给出了右旋情况和左旋情况下的s参数比较；
图6是本发明轴比曲线仿真图，图中同时给出了右旋圆极化轴比和左旋圆极化轴比的比较；
图7是本发明增益曲线的仿真图，图中同时给出了右旋圆极化增益和左旋圆极化增益的比较；
图8是本发明在右旋圆极化工作状态下9.47ghz处的辐射方向图的仿真图；
图9是本发明在右旋圆极化工作状态下10ghz处的辐射方向图的仿真图；
图10是本发明在右旋圆极化工作状态下10.63ghz处的辐射方向图的仿真图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明做进一步的分析。
结合图1和图2，具有滤波功能的单层双圆极化背腔行波天线，包括一层厚度为1.575mm的rogers5880介质基板s以及与介质基板同尺寸的上层金属面m1和下层金属面m2。
上层金属面m1覆盖在介质基板s的上表面。在上层金属面m1的中心开有一镂空矩形区域，该镂空矩形区域内设有一个边长为8.1mm的被切边的方形金属贴片p2。切边金属贴片p2与上层金属面m1之间留有环形缝隙p1，该缝隙的间隙为1.8mm。
所述的切边方形金属贴片p2为两对边均开有一缺口的方形结构；该缺口为边长为0.8mm的方形结构。
所述的切边方形金属贴片p2的两缺口与切边金属贴片p2中心位于同一直线上。
所述的上层金属面m1，环形缝隙p1与切边金属贴片p2中心重合。
所述的环形缝隙p1与切边金属贴片p2的对角线与x轴或y轴平行且中心与介质基板中心重合。
在xoy坐标系中，上层金属面m1的第一象限和第三象限区域刻有轴对称的长度为5.7mm，宽度为1mm的缝隙s1、s2。缝隙s1、s2的对称轴为切边方形金属贴片p2的两缺口与切边金属贴片p2中心所在的直线。缝隙s1、s2与切边金属贴片p2的边长平行。
缝隙s1、s2与基片集成波导腔体边缘的距离为1.5mm。
所述的上层金属面m1与介质基板s同尺寸。
所述的介质基板s为正方形。
所述的介质基板s两邻边均设有两排周期性分布的第一、第二金属化通孔阵列，该金属通孔阵列与介质基板s边垂直设置。
由第一金属化通孔阵列、基质基板s、上下层金属面构成宽度为9.7mm基片集成矩形波导w1，由第二金属化通孔阵列、基质基板s、上下层金属面构成宽度为9.7mm基片集成矩形波导w2。
基片集成矩形波导w1、基片集成矩形波导w2位于切边金属贴片p2的对角线上。
w1位于x轴正半轴且关于x轴对称，w2位于y轴负半轴且关于y轴对称。
所述的介质基板s内蚀刻有由第三金属化通孔围成边长为22.7mm的缺角方形腔体c，即基片集成波导腔体c；该缺角方形腔体c的两个邻角缺角，且缺角与基片集成矩形波导w1、w2连接。第三金属化通孔的直径为1mm，小于天线工作的中心频率所对应空气波长的十分之一。相邻两个金属化通孔的孔心距为1.5mm。
缺角方形腔体c的中心与介质基板s的中心重合。
所述的介质基板s的中心刻蚀有一个直径为1mm的第四金属化通孔v1。
上述第一至四金属化通孔均与上下层金属面连接。
所述的缺角方形腔体c的对角线与x轴或y轴平行。
下层金属面m2覆盖在介质基板s的下表面。下层金属面m2蚀刻有共面波导传输线t1、t2。下层金属面m2的位于第一、第二金属化通孔阵列内区域刻蚀有两条轴对称l形缝隙，上述l形缝隙与下层金属面m2边沿接触的边与边沿垂直设置。两条轴对称l形缝隙间的下层金属面m2区域与两条l形缝隙构成共面波导传输线t1、t2。共面波导传输线t1、t2的一个端口馈电，另一个接负载，缺角方形腔体c中的tm120模与tm210模会被同时激励。
t1与t2尺寸完全相同。共面波导传输线t1、t2中间的微带线宽为4.5mm，两边的缝隙宽为1.3mm，腔体内部用于阻抗匹配的枝节长为3mm，枝节到介质基板中心的距离为9mm。
t1位于x轴正半轴且关于x轴对称，由金属面边缘向中心延伸；t2位于y轴负半轴且关于y轴对称，由金属面边缘向中心延伸。t1、t2分别被包围在上述介质集成矩形波导w1、w2内。
l形缝隙不与第一至第三金属化通孔接触。
下层金属面m2与介质基板s同尺寸。
缝隙s1、s2不与构成缺角方形腔体c的第三金属化通孔接触，且位于缺角方形腔体c内。
具体结构几何参数如下：
其中h为介质基板的厚度，wc为基片集成波导腔体的边长，ww为与基片集成波导腔体相连的基片集成矩形波导的宽度，构成基片集成波导的金属化通孔的直径为d，相邻金属化通孔的孔间距为dp，介质基板中心处的金属化通孔的直径为dv，lp为微带贴片p2的边长，gp为环形缝隙的宽度，lpc为微带贴片两对边被切除的方形缺口边长，ls和ws为上层金属面两个关于介质基板中心旋转对称的长方形缝隙s1、s2的长度和宽度，ds为上述缝隙到基片集成波导腔体边缘的距离，wcpw为下层金属面上的共面波导传输线中心微带线宽，gcpw为共面波导传输线的缝隙宽度，lcpw1为延伸至基片集成波导内部用于阻抗匹配的枝节长度，lcpw为枝节到介质基板中心的距离。
图5～10为该具有滤波功能的单层双圆极化背腔行波天线的仿真结果。由图5可见，该天线的-10db|s11|为13.8％，|s21|为11.6％，较为接近。由图6可见，该天线的3db轴比带宽为14.5％。由图7可见，该天线的最高增益为7.63dbic，在工作频带外可以看到明显的快速滚降且带外抑制显著，其带外抑制接近20db。结合图5～7，该天线工作在不同的极化状态下，s参数、轴比和增益一致性很好。图8～10表明该天线在整个工作频带内都有稳定良好的定向辐射。